开关电源辐射整改措施（精选多篇）

推荐第1篇：开关电源差模电流辐射干扰的模拟与分析

开关电源差模电流辐射干扰的模拟与分析(

开关电源的电磁干扰问题主要立括传导发射(conducted emiion)干扰和辐射发时(radiated emiion)干扰，电磁兼容中所谓的发射，是指\"从源向外发出电磁能的现象\"，与一般通信领域中人为的向外发射电磁波不同，开关电源中的发射常常是无意的，如果不加以控制，就会对周围的电子设备产生严重的干扰。随着开关电源的小型化、高频和高功率设计，闭合印制线回路引起的辐射干扰(差模干扰)己成为开关电源的主要辐射干扰源之一，研究闭合印制线回路的辐射规律对减小开关电源的辐射干扰有着重要的意义。

2、建立差模电流的辐射模型：

开关电源利用半导体器件的开和关工作，并以开和关的时间比来控制输出电压的高低，由于其通常工作在20KHz以上的开关频率工作，开关电源内的dv／dt、di／dt很大，产生严重的浪涌电压、浪涌电流和其它各种噪声。图1是典型的开关电源的简图和产生噪声的回路，含有大量高次谐波的噪声通过闭台回路向空间辐射电磁能量，即差模电流的辐对干扰。通常的闭合环形回路的形状都是不规则的，这里我们只讨论一般的模型，如图2所示。

这是一种带有接地平面的正方形的闭合印制线环路，在回路的两端分别接有电压源和阻抗相等的源内阻、负载，当电压信号的频率较高时，这种结构与方环形天线是非常相似的，成为一种严重的辐射源。

3、数值模拟：

对于建立好的模型．可以通过电磁场的数值模拟软件来对其辐射特性进行分析。在这里我们使用Ansoft?的HFSS(High Frequency Structure Simulator)来进行模拟。首先来研究这种闭合印制线回路的面积发生变化时其辐射特性如何发生变化。当差模辐射用小环天线产生的辐射来模拟时，在距离辐射回路为的远场的电场强度为E=131．6 ×106(fSI)(1／r)Sinθ(1)其中f（H2）为回路中电流信号的频率，S(m2)为回路面积，1(A)为电流强度，θ（0）为测量天线与辐射平面的夹角。我们根据图1所示的结构，取正方形闭合回路的边长分别为3cm、4cm、5cm、6cm和7cm进行模拟，信号频率为500MHz。图3(a)和图4分别为模拟得到的差模电流辐射的远场三维方向图(由于闭合回路的边长变化时其远场方向图是非常相似的，此处只给出边长为5cm时的方向图）和S-E曲线，从中可以很明显出由于印制线路板接地平面的存在使得差模辐射功率主要集中在接地平面上方，同时，远区辐射场的电场强度与回路面积呈线性变化关系(本文中的电场强度均指在闭合印制线回路最大辐射方向上的电场强度)，这与式(1)是完全符合的。

4、结果分析：

闭合印制线回路的面积越大，差模电流所产生的辐射干扰就越严重。但是同样面积的闭合印制线回路，如果回路形状发生变化，不再是正方形结构，其产生的辐射干扰效果一样会随着变化，甚至产生相当大的差异。图5显示了当闭合印制线回路的面积保持25cm2不变时，矩形印制线回路源与终端所在的边分别为2cm、3cm、4cm和5cm时差模电流所产生的辐射干扰效果，且在频率为500MHz、1GHz和1．5GHz时分别进行考虑。显然，频率增高，相同结构的闭合印制线回路产生的辐射干扰跟着增强，并且随着频率增高差模电流的辐射能量逐渐向印制线路板的正面\"转移\"，如图3所示，这是因为频率的增高使得接地平面相对于差模电流信号的电尺寸变大，从而对闭合印制线回路的辐射场产生更大的反射效果。更为重要的是，随着闭合印制线回路由正方形逐渐变化为越来越狭长的矩形，差模电流所产生的辐射干扰显著减小。也就是说，即使闭合印制线回路的面积相同。适当地改变其形状，使之越来越狭长，同样可以减小相同强度的差模电流的辐射干扰。

闭合印制线回路上流过的差模电流产生的辐射干扰在各个极化方向上的分布是不同的。图6是矩形印制线回路的源和终端所在的边为3(回路面积为25)时频率为1．5GHz差模电流的辐射干扰在X、Y、Z方向上的极化分量的三维方向图，从图中可以看到，X和Z方向上的极化分量主要集中于印制板正面的X轴的两侧，而Y方向上的极化分量主要集中于印制板的正上方区域，并且沿Y方向的极化分量最大，分别为X、Y方向极化分量的两倍左右，对于源和终端所在边为2cm、4cm和5cm时的闭合回路也是如此。

根据印制线路板上差模电流的辐射特性，开关电源设计人员在进行印制线路板和机箱内部结构设计的时候可以从以下几个方面来考虑：

1．通过改变闭合印制线回路的形状，使之尽量狭长。可以有效的减小差模电流的辐射干扰水平。

2．根据差模电流在各个极化方向上的辐射水平的不同，尽量使临近印制板上的印制线或元器件在较大辐射水平的极化方向上有最小的电长度，这样可以保证它们耦合到较少的电磁能量。

3．在对机箱内部的电缆进行布线设计时，确保电缆在较大辐射水平的极化方向上的电长度最小，从而使电缆耦合到的电磁能量最小。

4．确定得到最小的机箱对外辐射效果的通风窗或者是观察窗的位置和结构。通风窗或观察窗应尽可能的安装在辐射水平较低的位置，如果通风窗或观察窗是由矩形孔构成的，还应该考虑辐射场在窗口位置的各个方向的极化水平，尽量使矩形孔的长边不在辐射水平最大的极化方向上，以便使从机箱辐射出去的电磁能量最小。

对以上几点进行考虑的时候还要综合其它结构的干扰源的辐射效果，比如继电器、散热器和电缆产生的辐射干扰，而这些都是可以通过数值或者是解析的方法得到的。

5、结论：

从对开关电源差模电流的辐射干扰进行电磁场数值模拟的结果可以看出，差模电流的辐射干扰随着闭合回路的面积增加而增强，并呈线性变化，频率的增高也使差模电流的辐射能量更集中于接地平面的上方。更为重要的是，相同面积的闭合回路，回路的形状越来越狭长，差模电流引起的辐射干扰就越来越小。同时，差模电流的辐射干扰在各个极化方向上有不同的分布。这些差模电流的辐射特性可以作为进行开关电源印制线路板设计和机箱内部的电磁兼容性设计的依据。

推荐第2篇：开关电源差模电流辐射干扰的模拟与分析概要

开关电源差模电流辐射干扰的模拟与分析

l、引言：

这是一种带有接地平面的正方形的闭合印制线环路，在回路的两端分别接有电压源和阻抗相等的源内阻、负载，当电压信号的频率较高时，这种结构与方环形天线是非常相似的，成为一·种严重的辐射源。

3、数值模拟： 对于建立好的模型．可以通过电磁场的数值模拟软件来对其辐射特性进行分析。在这里我们使用Ansoft?的HFSS(High Frequency Structure Simulator)来进行模拟。首先来研究这种闭合印制线回路的面积发生变化时其辐射特性如何发生变化。当差模辐射用小环天线产生的辐射来模拟时，在距离辐射回路为的远场的电场强度为E=131．6 ×106(fSI)(1／r)Sinθ(1)其中f（H2）为回路中电流信号的频率，S(m2)为回路面积，1(A)为电流强度，θ（0）为测量天线与辐射平面的夹角。我们根据图1所示的结构，取正方形闭合回路的边长分别为3cm、4cm、5cm、6cm和7cm进行模拟，信号频率为500MHz。图3(a)和图4分别为模拟得到的差模电流辐射的远场三维方向图(由于闭合回路的边长变化时其远场方向图是非常相似的，此处只给出边长为5cm时的方向图）和S-E曲线，从中可以很明显出由于印制线路板接地平面的存在使得差模辐射功率主要集中在接地平面上方，同时，远区辐射场的电场强度与回路面积呈线性变化关系(本文中的电场强度均指在闭合印制线回路最大辐射方向上的电场强度)，这与式(1)是完全符合的。

4、结果分析：

闭合印制线回路的面积越大，差模电流所产生的辐射干扰就越严重。但是同样面积的闭合印制线回路，如果回路形状发生变化，不再是正方形结构，其产生的辐射干扰效果一样会随着变化，甚至产生相当大的差异。图5显示了当闭合印制线回路的面积保持25cm2不变时，矩形印制线回路源与终端所在的边分别为2cm、3cm、4cm和5cm时差模电流所产生的辐射干扰效果，且在频率为500MHz、1GHz和1．5GHz时分别进行考虑。显然，频率增高，相同结构的闭合印制线回路产生的辐射干扰跟着增强，并且随着频率增高差模电流的辐射能量逐渐向印制线路板的正面转移，如图3所示，这是因为频率的增高使得接地平面相对于差模电流信号的电尺寸变大，从而对闭合印制线回路的辐射场产生更大的反射效果。更为重要的是，随着闭合印制线回路由正方形逐渐变化为越来越狭长的矩形，差模电流所产生的辐射干扰显著减小。也就是说，即使闭合印制线回路的面积相同。适当地改变其形状，使之越来越狭长，同样可以减小相同强度的差模电流的辐射干扰。

闭合印制线回路上流过的差模电流产生的辐射干扰在各个极化方向上的分布是不同的。图6是矩形印制线回路的源和终端所在的边为3(回路面积为25)时频率为1．5GHz差模电流的辐射干扰在X、Y、Z方向上的极化分量的三维方向图，从图中可以看到，X和Z方向上的极化分量主要集中于印制板正面的X轴的两侧，而Y方向上的极化分量主要集中于印制板的正上方区域，并且沿Y方向的极化分量最大，分别为X、Y方向极化分量的两倍左右，对于源和终端所在边为2cm、4cm和5cm时的闭合回路也是如此。

根据印制线路板上差模电流的辐射特性，>http://www.daodoc.com/bbs/index.asp?boardid=10>开关电源设计人员在进行印制线路板和机箱内部结构设计的时候可以从以下几个方面来考虑： 1．通过改变闭合印制线回路的形状，使之尽量狭长。可以有效的减小差模电流的辐射干扰水平。

2．根据差模电流在各个极化方向上的辐射水平的不同，尽量使临近印制板上的印制线或元器件在较大辐射水平的极化方向上有最小的电长度，这样可以保证它们耦合到较少的电磁能量。 3．在对机箱内部的电缆进行布线设计时，确保电缆在较大辐射水平的极化方向上的电长度最小，从而使电缆耦合到的电磁能量最小。

4．确定得到最小的机箱对外辐射效果的通风窗或者是观察窗的位置和结构。通风窗或观察窗应尽可能的安装在辐射水平较低的位置，如果通风窗或观察窗是由矩形孔构成的，还应该考虑辐射场在窗口位置的各个方向的极化水平，尽量使矩形孔的长边不在辐射水平最大的极化方向上，以便使从机箱辐射出去的电磁能量最小。

对以上几点进行考虑的时候还要综合其它结构的干扰源的辐射效果，比如继电器、散热器和电缆产生的辐射干扰，而这些都是可以通过数值或者是解析的方法得到的。

5、结论：

从对>http://www.daodoc.com/bbs/index.asp?boardid=10>开关电源差模电流的辐射干扰进行电磁场数值模拟的结果可以看出，差模电流的辐射干扰随着闭合回路的面积增加而增强，并呈线性变化，频率的增高也使差模电流的辐射能量更集中于接地平面的上方。更为重要的是，相同面积的闭合回路，回路的形状越来越狭长，差模电流引起的辐射干扰就越来越小。同时，差模电流的辐射干扰在各个极化方向上有不同的分布。这些差模电流的辐射特性可以作为进行>http://www.daodoc.com/bbs/index.asp?boardid=10>开关电源印制线路板设计和机箱内部的电磁兼容性设计的依据。

推荐第3篇：开关电源

一、开关电源近两年来发展状况

电源变压器行业是我国电子信息产业中重要组成部份，是具有较强国际竞争力的电子行业之一，即使在2009年全球金融危机冲击下，电子电源行业产值仍然达到人民币1061亿元，有着5%以上的增长率。随着国家一系列宏观刺激政策的落实及全球经济趋于稳定之后，2010年我国电子信息产业很快恢复了发展势头，电子电源行业更是借势而上，产值规模达到1172亿元，快速增长超过10%。

开关电源是电子电源的主要大类产品，由于其重量轻、小型化、输入电压范围宽、功率密度/转换效率高、待机功耗小等众多种优点，其发展迅速，已经取代线性工频电源，应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设备等几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电子行业。

按开关电源应用领域细分，2010年占据电源行业产出份额第一的是工业类开关电源，达到电源行业产值的比重为56%，居第二位的是生活消费类开关电源，占32%，通信开关电源占6%，电脑PC机开关电源占3%。

二、开关电源未来发展趋势

1.绿色化。绿色化的开关电源产品将得到广泛应用。绿色开关电源产品具体是指显著的节能性能和不对公用电网产生污染的特点。

2.小型集成化。小型的开关电源已经成为现代供电设备的主流。电源的小型化、减轻重量对便携式电子设备（如移动电话，数字相机等）尤为重要。因此，提高开关电源的功率密度和电源转换效率，使之小型化、轻量化、是人们不断努力追求的目标。高频化、软开关技术、模块化作为电源小型化的主要技术手段之一。

3.数字化。数字化电源将开关电源的高效与数字芯片的智能控制相结合，并运用适当算法对电压、电流进行调整。数字电源与模拟电源相比，对电流检测误差可以进行精确的数字校正，电压检测更精确;可以实现快速，灵活的控制设计。

三、开关电源市场前景预测

预测2011年中国电源产业产值将增长至1304亿元，较2010年增长11.26%，2012年中国电源产业产值将达到1500亿元，2011-2015年均复合增长13.39%，到2015年中国电源产业产值将达到2156亿元。而随着开关电源逐渐向小型化、薄型化、轻量化、高频化方向发展，可以预计未来具有轻、薄、小的开关电源产值的增长将占据整个电源行业产值的较大比例。

推荐第4篇：开关电源

开关电源

开关电源

开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一点称为成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术也在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广阔的发展空间。

开关电源高频化是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外开关电源的发展与应用在节约能源、节约资源及保护环境方面都具有重要的意义。

开关电源中应用的电力电子器件主要为二极管、IGBT和MOSFET。

SCR在开关电源输入整流电路及软启动电路中有少量应用，GTR驱动困难，开关频率低，逐渐被IGBT和MOSFET取代。

开关电源的三个条件

1、开关：电力电子器件工作在开关状态而不是线性状态

2、高频：电力电子器件工作在高频而不是接近工频的低频

3、直流：开关电源输出的是直流而不是交流

开关电源的分类

人们在开关电源技术领域是边开发相关电力电子器件，边开发开关变频技术，两者相互促进推动着开关电源每年以超过两位数字的增长率向着轻、小、薄、低噪声、高可靠、抗干扰的方向发展。开关电源可分为AC/DC和DC/DC两大类，DC/DC变换器现已实现模块化，且设计技术及生产工艺在国内外均已成熟和标准化，并已得到用户的认可，但AC/DC的模块化，因其自身的特性使得在模块化的进程中，遇到较为复杂的技术和工艺制造问题。以下分别对两类开关电源的结构和特性作以阐述。

2.1 DC/DC变换

DC/DC变换是将固定的直流电压变换成可变的直流电压，也称为直流斩波。斩波器的工作方式有两种，一是脉宽调制方式Ts不变，改变ton(通用)，二是频率调制方式，ton不变，改变Ts（易产生干扰）。其具体的电路由以下几类：

（1）Buck电路——降压斩波器，其输出平均电压

U0小于输入电压Ui，极性相同。

（2）Boost电路——升压斩波器，其输出平均电压

U0大于输入电压Ui，极性相同。

（3）Buck－Boost电路——降压或升压斩波器，其

输出平均电压U0大于或小于输入电压Ui，极性相反，电感传输。

（4）Cuk电路——降压或升压斩波器，其输出平均电

压U0大于或小于输入电压Ui，极性相反，电容传输。

还有Sepic、Zeta电路。

上述为非隔离型电路，隔离型电路有正激电路、反激电路、半桥电路、全桥电路、推挽电路。

当今软开关技术使得DC/DC发生了质的飞跃，美国VICOR公司设计制造的多种ECI软开关DC/DC变换器，其最大输出功率有300W、600W、800W等，相应的功率密度为(6.2、

10、17)W/cm3，效率为（80～90）％。日本NemicLambda公司最新推出的一种采用软开关技术的高频开关电源模块RM系列，其开关频率为（200～300)kHz，功率密度已达到27W/cm3，采用同步整流器（MOSFET代替肖特基二极管），使整个电路效率提高到90％。

2.2AC/DC变换

AC/DC变换是将交流变换为直流，其功率流向可以是双向的，功率流由电源流向负载的称为“整流”，功率流由负载返回电源的称为“有源逆变”。AC/DC变换器输入为50/60Hz的交流电，因必须经整流、滤波，因此体积相对较大的滤波电容器是必不可少的，同时因遇到安全标准（如UL、CCEE等）及EMC指令的限制（如IEC、、FCC、CSA），交流输入侧必须加EMC滤波及使用符合安全标准的元件，这样就限制AC/DC电源体积的小型化，另外，由于内部的高频、高压、大电流开关动作，使得解决EMC电磁兼容问题难度加大，也就对内部高密度安装电路设计提出了很高的要求，由于同样的原因，高电压、大电流开关使得电源工作损耗增大，限制了AC/DC变换器模块化的进程，因此必须采用电源系统优化设计方法才能使其工作效率达到一定的满意程度。

AC/DC变换按电路的接线方式可分为，半波电路、全波电路。按电源相数可分为，单相、三相、多相。按电路工作象限又可分为一象限、二象限、三象限、四象限。

开关电源的选用

开关电源在输入抗干扰性能上，由于其自身电路结构的特点（多级串联），一般的输入干扰如浪涌电压很难通过，在输出电压稳定度这一技术指标上与线性电源相比具有较大的优势，其输出电压稳定度可达(0.5～1）％。开关电源模块作为一种电力电子集成器件，在选用中应注意以下几点：

3.1输出电流的选择

因开关电源工作效率高，一般可达到80％以上，故在其输出电流的选择上，应准确测量或计算用电设备的最大吸收电流，以使被选用的开关电源具有高的性能价格比，通常输出计算公式为：

Is=KIf

式中：Is—开关电源的额定输出电流；

If—用电设备的最大吸收电流；

K—裕量系数，一般取1.5～1.8；

3.2接地

开关电源比线性电源会产生更多的干扰，对共模干扰敏感的用电设备，应采取接地和屏蔽措施，按ICE1000、EN61000、FCC等EMC限制，开关电源均采取EMC电磁兼容措施，因此开关电源一般应带有EMC电磁兼容滤波器。如利德华福技术的HA系列开关电源，将其FG端子接大地或接用户机壳，方能满足上述电磁兼容的要求。

3.3保护电路

开关电源在设计中必须具有过流、过热、短路等保护功能，故在设计时应首选保护功能齐备的开关电源模块，并且其保护电路的技术参数应与用电设备的工作特性相匹配，以避免损坏用电设备或开关电源。

开关电源技术的发展动向

开关电源的发展方向是高频、高可靠、低耗、低噪声、抗干扰和模块化。由于开关电源轻、小、薄的关键技术是高频化，因此国外各大开关电源制造商都致力于同步开发新型高智能化的元器件，特别是改善二次整流器件的损耗，并在功率铁氧体（MnZn)材料上加大科技创新，以提高在高频率和较大磁通密度（Bs)下获得高的磁性能，而电容器的小型化也是一项关键技术。SMT技术的应用使得开关电源取得了长足的进展，在电路板两面布置元器件，以确保开关电源的轻、小、薄。开关电源的高频化就必然对传统的PWM开关技术进行创新，实现ZVS、ZCS的软开关技术已成为开关电源的主流技术，并大幅提高了开关电源的工作效率。对于高可靠性指标，美国的开关电源生产商通过降低运行电流，降低结温等措施以减少器件的应力，使得产品的可靠性大大提高。

模块化是开关电源发展的总体趋势，可以采用模块化电源组成分布式电源系统，可以设计成N＋1冗余电源系统，并实现并联方式的容量扩展。针对开关电源运行噪声大这一缺点，若单独追求高频化其噪声也必将随着增大，而采用部分谐振转换电路技术，在理论上即可实现高频化又可降低噪声，但部分谐振转换技术的实际应用仍存在着技术问题，故仍需在这一领域开展大量的工作，以使得该项技术得以实用化。

电力电子技术的不断创新，使开关电源产业有着广阔的发展前景。要加快我国开关电源产业的发展速度，就必须走技术创新之路，走出有中国特色的产学研联合发展之路，为我国国民经济的高速发展做出贡献。

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开关电源 测试方法

一． 耐电压

（HI.POT,ELECTRIC STRENGTH ,DIELECTRIC VOLTAGE WITHSTAND）KV

1.1 定义:于指定的端子间,例如:I/P-O/P,I/P-FG,O/P-FG间,可耐交流之有效值,漏电流一般可容许10毫安,时间1分钟。

1.2 测试条件：Ta：25摄氏度；RH：室内湿度。

1.3 测试回路：

1.4 说明：

1．4．1 耐压测试主要为防止电气破坏，经由输入串入之高压，影响使用者安全。

1．4．2 测试时电压必须由0V开始调升，并于1分钟内调至最高点。

1．4．2 放电时必须注意测试器之Timer设定，于OFF前将电压调回 0V。

1．4．3 安规认证测试时，变压器需另行加测，室内 ，温度25摄氏度，RH：95摄氏度，48HR，后测试变压器初/次级与初级/CORE。

1．4．5生产线测试时间为1秒钟。

二．纹波噪声（涟波杂讯电压）

（Ripple & Noise）%，mv

2．1定义：

直流输出电压上重叠之交流电压成份最大值(P-P)或有效值。

2．2测试条件:

I/P: Nominal

O/P : Full Load

Ta : 25℃

2．3测试回路:

2．4测试波形:

2．5说明:

2．5．1示波器之GND线愈短愈好,测试线得远离PUS。

2．5．2使用1：1之Probe。

2．5．3 Scope之BW一般设定于20MHz，但是对于目前的网络产品测试纹波噪声最好将BW设为最大。

2．5．4 Noise与使用仪器，环境差异极大，因此测试必须表明测试地点。

2．5．5测试纹波噪声以不超过原规格值 +1%Vo。

三．漏电流（洩漏电流）

（Leakage Current）mA

3．1定义：

输入一机壳间流通之电流（机壳必须为接大地时）。

3．2测试条件：

I/P：Vin max.×1.06(TUV)/60Hz

Vin max.(UL1012)/60Hz

O/P: No Load/Full Load

Ta: 25 ℃

3.3测试回路：

3．4说明：

3．4．1 L，N均需测。

3．4．2UL1012 R值为1K5。

TUV R值为2K/0。15uF。

3．4．3漏电流规格TUV：3。5mA,UL1012:5mA。

四．温度测试

（Temperature Test）

4.1定义：

温度测试指PSU于正常工作下，其零件或Case温度不得超出其材质规

格或规格定值。

4．2测试条件：

I/P: Nominal

O/P: Full Load

Ta : 25℃

4．3测试方法：

4．3．1将Thermo Coupler(TYPE K)稳固的固定于量测的物体上

（速干、Tape或焊接方式）。

4．3．2 Thermo Coupler于末端绞三圈后焊成一球状测试。

4．3．3我们一般用点温计测量。

4．4测试零件：

热源及易受热源影响部分

例如：输入端子、Fuse、输入电容、输入电感、滤波电容、桥整、热

敏、突波吸收器、输出电容、输出电容、输出电感、变压器、铁芯、

绕线、散热片、大功率半导体、Case、热源零件下之P.C.B.……。

4．5零件温度限制：

4．5．1零件上有标示温度者，以标示之温度为基准。

4．5．2其他未标示温度之零件，温度不超过P.C.B.之耐温。

4．5．3电感显示个别申请安规者，温升限制65℃Max(UL1012),75℃

Max(TUV)。

五．输入电压调节率

（Line Regulation）, %

5．1定义：

输入电压在额定范围内变化时，输出电压之变化率。

Vmax-Vnor

Line Regulation(+)=------------------

Vnor

Vnor-Vmin

Line Regulation(-)=------------------

Vnor

Vmax-Vmin

Line Regulation=----------------

Vnor

Vnor:输入电压为常态值，输出为满载时之输出电压。

Vmax:输入电压变化时之最高输出电压。

Vmin:输入电压变化时之最低输出电压。

5．2测试条件：

I/P：Min./Nominal/Max

O/P:Full Load

Ta:25℃

5.3测试回路：

5．4说明：

Line Regulation 亦可直接Vmax-Vnor与Vmin-Vnor之±最大

值以mV表示，再配合Tolerance%表示。

六．负载调节率

（Load Regulation）%

5．1定义：

输出电流于额定范围内变化（静态）时，输出电压之变化率。

|Vminl-Vcent|

Line Regulation(+)=------------------×100%

Vcent

|Vcent-VfL|

Line Regulation(-)=------------------×100%

Vcent

|VminL-VfL|

Line Regulation(%)=----------------×100%

Vcent

VmilL:最小负载时之输出电压

VfL:满载时之输出电压

Vcent:半载时之输出电压

6．2测试条件：

I/P：Nominal

O/P:Min./Half/Full Load

Ta:25℃

6.3测试回路：

6．4Load Regulation亦可直接Vmin.L-Vcent与Vcent-Vmax.之±最大

值以mV表示，再配合Tolerance%表示。

推荐第5篇：开关电源心得

班级：电气技术 姓名：张 学号：

单端反激式开关电源设计

原理图

一、电路组成及工作原理

、电路组成根据要求，本次设计控制电路形式为反激式，单端反激式电路比正激式开关电源少用一个大储能滤波电感以及一个续流二极管，因此其体积小，且成本低。此电源设计要采用的是反激式的开关管连接方式，并且开关电源的触发方式是它激式。电源开关频率的选择决定了变换器如开关损耗、门极驱动损耗、输出整流管的损耗会越来越突出，对磁性材料的选择和参数设计的要求也会越苛刻。另外，高频下线路的寄生参数对线路的影响程度难以预料，整个电路的稳定性、运行特性以及系统的调试会比较困难。在本电的特性。开关频率越高，变压器、电感器的体积越小，电路的动态响应也越好。但随着频率的提高，诸源中，选定工作频率为100

。

、工作原理

一、开关电源的工作过程相当容易理解，在线性电源中，让功率晶体管工作在线性模式，与线性电源不同的是，

开关电源是让功率晶体管工作在导通和关断的状态，在这两种状态中，加在功率晶体管上的伏安乘积是很小的（在导通时，电压低，电流大；关断时，电压高，电流小）功率器件上的伏安乘积就是功率半导体器件上所产生的损耗。

二、与线性电源相比，

开关电源更为有效的工作过程是通过斩波，即把输入的直流电压斩成幅值等于输入电压幅值的脉冲电压来实现的。脉冲的占空比由开关电源的控制器来调节。一旦输入电压被斩成交流方波，其幅值就可以通过变压器来升高或降低。通过增加变压器的二次绕组数就可以增加输出的电压组数。最后这些交流波形经过整流滤波后就得到直流输出电压。如图

所示。

三、控制器的主要目的是保持输出电压稳定，其工作过程与线性形式的控制器很类似。也就是说控制器的功能块、电压参考和误差放大器，可以设计成与线性调节器相同。他们的不同之处在于，误差放大器的输出（误差电压）在驱动功率管之前要经过一个电压脉冲宽度转换单元。

四、开关电源有两种主要的工作方式：正激式变换和升压式变换。尽管它们各部分的布置差别很小，但是工作过程相差很大，在特定的应用场合下各有优点。

二、心得体会

忙忙碌碌了许久，通过对开关电源相关知识的了解及查阅，我对其有了相当大的知晓，首先可以确认的是，开关电源在我们生活中必不可少，其应用的范围很广。与其相对的还有一种铁芯变压器电源，为此我来将开关电源与其比较下有些什么优点：一是节能。绿色电源是开关电源中用途最为广泛的电源，它的效率一般可达到85%，质量好的可以达到95%甚至更高，而铁芯变压器的效率只有70%或者更少。最近欧盟和美国消费者协会统计，美国一般家用电器和工业电气设备的单机能源消耗指数大于92%。美国的“能源之星”对电子镇流器、开关电源以及家用电器的效率都制定有很仔细的、非常严格的规章条款。二是体积小，重量轻。据统计，100W的铁芯变压器的重量为1200g左右，体积达350

，而100W的开关电源的重量只有250g，而且敞开式的电源更轻，体积不大铁芯变压器的1/4。三是开关电源具有各种保护功能，不易损坏。而其他的电源由于本身原因或使用不当，发生短路或断路的事故较多。四是改变输出电流，电压比较容易，且稳定、可控。五是根据人们的要求，可设计出各种具有特殊功能的电源，以满足人们的需要。

通过这次课程设计使我懂得了理论知识与实践相结合是很重要的，只有理论知识是远远不够的，从理论中得出结论，才能提高自己的实际动手能力和独立思考能力。在设计的过程中遇到的问题可以说是困难重重，难免会遇到各种各样的问题，同时在设计的过程中发现了自己的不足之处，对以前所学过的知识理解得不够深刻，掌握的不够牢固，比如说不懂一些元器件的使用方法，对电路的焊接掌握的不好通过这次课程设计之后，一定把以前所学过的知识重新温故。

推荐第6篇：开关电源测试报告

对于电源部品认定测试， 测试报告要求提供测试数据及结论。来料检可根据要求减少测试项目，对于测试不合格品的应该表明不合格的测试项。

一． 输入特性。

1． 工作输入电压和电压变动范围。

2． 输入电压的频率和频率变动范围。

3． 额定输入电流。是指在输入电压和输出电流在额定条件时的电流。

4． 输入下陷和瞬间停电。这是一种输入电压瞬间时下降或瞬断的状态，要用额定输出电压和电流加以限定。测试的指标为电压和时间。 5． 冲击电流。 6． 漏电流。

7． 效率。因为该指标与发热有关，因此散热时要考虑效率。 8． 测试中要标明输入采用单相2线式还是3相三线式。

二． 输出特性。

1． 额定输出电压。 2． 额定输出电流。 3． 稳压精度。 1） 电压稳定度。 2） 电流调整率。

3） 纹波噪声。包括最大纹波电压；最大纹波噪声电压。 4． 瞬间电流变动导致的输出电压的变动值。

三． 附属功能要求。 1． 过流保护。 2． 过压保护。 3． 输入欠压保护。 4． 过热保护。

5． 绝缘电阻。输入端与壳体；输入端子和输出端子；输出端子和壳体。

6． 绝缘电压。打高压：输入与输出、输入和地、输入AC两级之间，根据国家标准制定高压值。

四． 结构规格。

1． 形状条件：如外包装机壳的有无等。 2． 确定外型尺寸和尺寸公差。 3． 安装条件：安装位置、安装孔、等。

4． 冷却条件：强制或自冷以及通风方向，风量和孔径尺寸。 5． 接口位置和标志。

6． 操作零部件（输出电压可调电阻、开关、指示灯）的位置和提示文字的位置。 7． 重量。

五． 使用环境条件。 1． 温度。 2． 湿度。 3． 耐振动、冲击。

六． 其它条件。 1． 输入噪声。 2． 浪涌。

3． 静电噪声（有外壳的有要求）。

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开关电源测试方法

开关电源测试方法

开关电源的设计、制造及品质管理等测试需要精密的电子仪器设备来模拟电源供应器实际工作时之各项特性(亦即为各项规格)，并验证能否通过。开关电源有许多不同的组成结构(单输出、多输出、及正负极性等)和输出电压、电流、功率之组合，因此需要具弹性多样化的测试仪器才能符合众多不同规格之需求。

电气性能(Electrical Specifications)测试

当验证电源供应器的品质时，下列为一般的功能性测试项目，详细说明如下：

*功能(Functions)测试：

·输出电压调整(Hold-on Voltage Adjust) ·电源调整率(Line Regulation) ·负载调整率(Load Regulation) ·综合调整率(Conmine Regulation) ·输出涟波及杂讯(Output Ripple & Noise, RARD) ·输入功率及效率(Input Power, Efficiency) ·动态负载或暂态负载(Dynamic or Transient Response) ·电源良好/失效(Power Good/Fail)时间 ·起动(Set-Up)及保持(Hold-Up)时间

*保护动作(Protections)测试：

·过电压保护(OVP, Over Voltage Protection) ·短路保护(Short) ·过电流保护(OCP, Over Current Protection) ·过功率保护(OPP, Over Power Protection)

*安全(Safety)规格测试： ·输入电流、漏电电流等

·耐压绝缘: 电源输入对地，电源输出对地；电路板线路须有安全间距。 ·温度抗燃：零组件需具备抗燃之安全规格，工作温度须於安全规格内。 ·机壳接地：需於0.1欧姆以下，以避免漏电触电之危险。 ·变压输出特性：开路、短路及最大伏安(VA)输出 ·异常测试：散热风扇停转、电压选择开关设定错误

*电磁兼容(Electromagnetic Compliance)测试：

电源供应器需符合CISPR

22、CLASS B之传导与幅射的4dB馀裕度，电源供应器需在以下三种负载状况下测试：

每个输出为空载、每个输出为50%负载、每个输出为100%负载。 ·传导干扰/免疫：经由电源线之传导性干扰/免疫 ·幅射干扰/免疫：经由磁场之幅射性干扰/免疫 *可靠性(Reliability)测试：

老化寿命测试：高温(约50-60度)及长时间(约8-24小时)满载测试。

*其他测试：

·ESD：Electrostatic Discharge静电放电(人或物体经由直接接触或间隔放电引起)在2-15KV之ESD脉波下，待测物之每个表面区域应执行连续20次的静电放电测试，电源供应器之输出需继续工作而不会产生突波(Glitch)或中断(Interrupt)，直接ESD接触时不应造成过激(Oversho

ot)或欠激(Undershoot)之超过稳压范围的状况、及过电压保护(OVP)、过电流保护(OCP)等。另外，於ESD放电电压在高达25KV下，应不致造成元件故障(Failure)。

·EFT：Electrical Fast Transient or burst一串切换杂讯经由电源线或I/O线路之传导性干扰(由供电或建筑物内引起)。

·Surge：经由电源线之高能量暂态杂讯干扰(电灯之闪动引起)。

·VD/I：Dips and Interrupts电源电压下降或中断(电力分配系统之故障或失误所引起，例如供电过载或空气开关跳动所引起) ·Inrush: 开机输入冲击电流，开关电源对供电系统的影响。

第一部份：开关电源测试规范 电源指标的概念、定义

一． 描述输入电压影响输出电压的几个指标形式。 1． 绝对稳压系数。

A．绝对稳压系数：表示负载不变时，稳压电源输出直流变化量△U0与输入电网变化量△Ui之比。既：

K=△U0/△Ui。

B． 相对稳压系数：表示负载不变时，稳压器输出直流电压Uo的相对变化量△Uo与输出电网Ui的相对变化量△Ui之比。急： S=△Uo/Uo / △Ui/Ui

2.电网调整率。

它表示输入电网电压由额定值变化+-10%时，稳压电源输出电压的相对变化量，有时也以绝对值表示。

3.电压稳定度。

负载电流保持为额定范围内的任何值，输入电压在规定的范围内变化所引起的输出电压相对变化△Uo/Uo（百分值），称为稳压器的电压稳定度。

二． 负载对输出电压影响的几种指标形式。

1． 负载调整率（也称电流调整率）。

在额定电网电压下，负载电流从零变化到最大时，输出电压的最大相对变化量，常用百分数表示，有时也用绝对变化量表示。

2． 输出电阻（也称等效内阻或内阻）。

在额定电网电压下，由于负载电流变化△IL引起输出电压变化△Uo，则输出电阻为 Ro=|△Uo/△IL| 欧。

三． 纹波电压的几个指标形式。

所谓纹波电压，是指输出电压中50赫或100赫的交流分量，通常用有效值或峰值表示。经过稳压作用，可以使整流滤波后的纹波电压大大降低，降低的倍数反比于稳压系数S 。

问题：如何测量电源纹波？

回答： 可以先用示波器将整个波形捕获，然后将关心的纹波部分放大来观察和测量(自动测量或光标测量均可)，同时还要利用示波器的FFT功能从频域进行分析。 1． 最大纹波电压。

在额定输出电压和负载电流下，输出电压的纹波（包括噪声）的绝对值的大小，通常以峰峰值或有效值表示。 2． 纹波系数Y（%）。

在额定负载电流下，输出纹波电压的有效值Urms与输出直流电压Uo之比，既y=Umrs/Uo x100% 3． 纹波电压抑制比。

在规定的纹波频率（例如50HZ）下，输出电压中的纹波电压Ui~与输出电压中的纹波电压Uo~之比，即：

纹波电压抑制比=Ui~/Uo~ 。

这里声明一下：噪声不同于纹波。纹波是出现在输出端子间的一种与输入频率和开关频率同步的成分，用峰-峰（peak to peak）值表示，一般在输出电压的0.5%以下；噪声是出现在输出端子间的纹波以外的一种高频成分，也用峰-峰（peak to peak）值表示，一般在输出电压的1%左右。纹波噪声是二者的合成，用峰-峰（peak to peak）值表示，一般在输出电压的2%以下。

第二部份：开关电源测试方法

一． 耐电压（HI.POT,ELECTRIC STRENGTH ,DIELECTRIC VOLTAGE WITHSTAND）KV 1.1 定义:于指定的端子间,例如:I/P-O/P,I/P-FG,O/P-FG间,可耐交流之有效值,漏电流一般可容许10毫安,时间1分钟。

1.2 测试条件：Ta：25摄氏度；RH：室内湿度。

1.3 说明：

1．3．1 耐压测试主要为防止电气破坏，经由输入串入之高压，影响使用者安全。 1．3．2 测试时电压必须由0V开始调升，并于1分钟内调至最高点。 1．3．2 放电时必须注意测试器之Timer设定，于OFF前将电压调回 0V。

1．3．3 安规认证测试时，变压器需另行加测，室内 ，温度25摄氏度，RH：95摄氏度，48HR，后测试变压器初/次级与初级/CORE。 1．3．5生产线测试时间为1秒钟。

二．纹波噪声（涟波杂讯电压）（Ripple & Noise）%，mv 2．1定义：

直流输出电压上重叠之交流电压成份最大值(P-P)或有效值。

2．2测试条件: I/P: Nominal O/P : Full Load Ta : 25℃

2．3说明: 2．3．1示波器之GND线愈短愈好,测试线得远离PUS。 2．3．2使用1：1之Probe。

2．3．3 Scope之BW一般设定于20MHz，但是对于目前的网络产品测试纹波噪声最好将BW设为最大。

2．3．4 Noise与使用仪器，环境差异极大，因此测试必须表明测试地点。 2．3．5测试纹波噪声以不超过原规格值 +1%Vo。

三．漏电流（洩漏电流）（Leakage Current）mA 3．1定义：

输入一机壳间流通之电流（机壳必须为接大地时）。

3．2测试条件：

I/P：Vin max.×1.06(TUV)/60Hz Vin max.(UL1012)/60Hz O/P: No Load/Full Load Ta: 25 ℃

3．3说明：

3．3．1 L，N均需测。 3．3．2UL1012 R值为1K5。

TUV R值为2K/0。15uF。

3．3．3漏电流规格TUV：3。5mA,UL1012:5mA。

四．温度测试（Temperature Test） 4.1定义：

温度测试指PSU于正常工作下，其零件或Case温度不得超出其材质规 格或规格定值。

4．2测试条件： I/P: Nominal O/P: Full Load Ta : 25℃

4．3测试方法：

4．3．1将Thermo Coupler(TYPE K)稳固的固定于量测的物体上 （速干、Tape或焊接方式）。

4．3．2 Thermo Coupler于末端绞三圈后焊成一球状测试。 4．3．3我们一般用点温计测量。

4．4测试零件： 热源及易受热源影响部分

例如：输入端子、Fuse、输入电容、输入电感、滤波电容、桥整、热 敏、突波吸收器、输出电容、输出电容、输出电感、变压器、铁芯、绕线、散热片、大功率半导体、Case、热源零件下之P.C.B.……。

4．5零件温度限制：

4．5．1零件上有标示温度者，以标示之温度为基准。 4．5．2其他未标示温度之零件，温度不超过P.C.B.之耐温。

4．5．3电感显示个别申请安规者，温升限制65℃Max(UL1012),75℃ Max(TUV)。

五．输入电压调节率（Line Regulation）, % 5．1定义：

输入电压在额定范围内变化时，输出电压之变化率。 Vmax-Vnor Line Regulation(+)=------------------ Vnor Vnor-Vmin

Line Regulation(-)=------------------ Vnor Vmax-Vmin Line Regulation=\"----------------\" Vnor Vnor:输入电压为常态值，输出为满载时之输出电压。 Vmax:输入电压变化时之最高输出电压。 Vmin:输入电压变化时之最低输出电压。

5．2测试条件： I/P：Min./Nominal/Max O/P:Full Load Ta:25℃

5．3说明：

Line Regulation 亦可直接Vmax-Vnor与Vmin-Vnor之±最大 值以mV表示，再配合Tolerance%表示。

六．负载调节率 （Load Regulation）% 6．1定义：

输出电流于额定范围内变化（静态）时，输出电压之变化率。 |Vminl-Vcent| Line Regulation(+)=------------------×100% Vcent |Vcent-VfL| Line Regulation(-)=------------------×100% Vcent |VminL-VfL| Line Regulation(%)=----------------×100% Vcent VmilL:最小负载时之输出电压 VfL:满载时之输出电压 Vcent:半载时之输出电压

6．2测试条件： I/P：Nominal O/P:Min./Half/Full Load Ta:25℃

6．3Load Regulation亦可直接Vmin.L-Vcent与Vcent-Vmax.之±最大 值以mV表示，再配合Tolerance%表示。

第三部分 测试报告要求的项目：

对于电源部品认定测试， 测试报告要求提供测试数据及结论。来料检可根据要求减少测试项目，对于测试不合格品的应该表明不合格的测试项。 一． 输入特性。

1． 工作输入电压和电压变动范围。 2． 输入电压的频率和频率变动范围。

3． 额定输入电流。是指在输入电压和输出电流在额定条件时的电流。

4． 输入下陷和瞬间停电。这是一种输入电压瞬间时下降或瞬断的状态，要用额定输出电压和电流加以限定。测试的指标为电压和时间。 5． 冲击电流。 6． 漏电流。

7． 效率。因为该指标与发热有关，因此散热时要考虑效率。 8． 测试中要标明输入采用单相2线式还是3相三线式。

二． 输出特性。 1． 额定输出电压。 2． 额定输出电流。 3． 稳压精度。 1） 电压稳定度。 2） 电流调整率。

3） 纹波噪声。包括最大纹波电压；最大纹波噪声电压。 4． 瞬间电流变动导致的输出电压的变动值。

三． 附属功能要求。 1． 过流保护。 2． 过压保护。 3． 输入欠压保护。 4． 过热保护。

5． 绝缘电阻。输入端与壳体；输入端子和输出端子；输出端子和壳体。

6． 绝缘电压。打高压：输入与输出、输入和地、输入AC两级之间，根据国家标准制定高压值。

四． 结构规格。

1． 形状条件：如外包装机壳的有无等。

2． 确定外型尺寸和尺寸公差。

3． 安装条件：安装位置、安装孔、等。

4． 冷却条件：强制或自冷以及通风方向，风量和孔径尺寸。 5． 接口位置和标志。

6． 操作零部件（输出电压可调电阻、开关、指示灯）的位置和提示文字的位置。 7． 重量。

五． 使用环境条件。 1． 温度。 2． 湿度。

3． 耐振动、冲击。

六． 其它条件。 1． 输入噪声。 2． 浪涌。

3． 静电噪声（有外壳的有要求）

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推荐第7篇：开关电源纹波

开关电源纹波 开关电源（包括AC/DC转换器、DC/DC转换器、AC/DC模块和DC/DC模块）与线性电源相比较，最突出的优点是转换效率高，一般可达80%～85%，高的可达90%～97%；其次，开关电源采用高频变压器替代了笨重的工频变压器，不仅重量减轻，体积也减小了，因此应用范围越来越广。但开关电源的缺点是由于其开关管工作于高频开关状态，输出的纹波和噪声电压较大，一般为输出电压的1%左右（低的为输出电压的0.5%左右），最好产品的纹波和噪声电压也有几十mV；而线性电源的调整管工作于线性状态，无纹波电压，输出的噪声电压也较小，其单位是μV。

本文简单地介绍开关电源产生纹波和噪声的原因和测量方法、测量装置、测量标准及减小纹波和噪声的措施。

纹波和噪声产生的原因

开关电源输出的不是纯正的直流电压，里面有些交流成分，这就是纹波和噪声造成的。纹波是输出直流电压的波动，与开关电源的开关动作有关。每一个开、关过程，电能从输入端被“泵到”输出端，形成一个充电和放电的过程，从而造成输出电压的波动，波动频率与开关的频率相同。纹波电压是纹波的波峰与波谷之间的峰峰值，其大小与开关电源的输入电容和输出电容的容量及品质有关。

噪声的产生原因有两种，一种是开关电源自身产生的；另一种是外界电磁场的干扰（EMI），它能通过辐射进入开关电源或者通过电源线输入开关电源。

开关电源自身产生的噪声是一种高频的脉冲串，由发生在开关导通与截止瞬间产生的尖脉冲所造成，也称为开关噪声。噪声脉冲串的频率比开关频率高得多，噪声电压是其峰峰值。噪声电压的振幅很大程度上与开关电源的拓扑、电路中的寄生状态及PCB的设计有关。

利用示波器可以看到纹波和噪声的波形，如图1所示。纹波的频率与开关管频率相同，而噪声的频率是开关管的两倍。纹波电压的峰峰值和噪声电压的峰峰值之和就是纹波和噪声电压，其单位是mVp-p。

图1 纹波和噪声的波形

纹波和噪声的测量方法

纹波和噪声电压是开关电源的主要性能参数之一，因此如何精准测量是一个十分重要问题。目前测量纹波和噪声电压是利用宽频带示波器来测量的方法，它能精准地测出纹波和噪声电压值。

由于开关电源的品种繁多（有不同的拓扑、工作频率、输出功率、不同的技术要求等），但是各生产厂家都采用示波器测量法，仅测量装置上不完全相同，因此各厂对不同开关电源的测量都有自己的标准，即企业标准。

用示波器测量纹波和噪声的装置的框图如图2所示。它由被测开关电源、负载、示波器及测量连线组成。有的测量装置中还焊上电感或电容、电阻等元件。

图2 示波器测量框图

从图2来看，似乎与其他测波形电路没有什么区别，但实际上要求不同。测纹波和噪声电压的要求如下：

● 要防止环境的电磁场干扰（EMI）侵入，使输出的噪声电压不受EMI的影响；

● 要防止负载电路中可能产生的EMI干扰；

● 对小型开关型模块电源，由于内部无输出电容或输出电容较小，所以在测量时要加上适当的输出电容。

为满足第1条要求，测量连线应尽量短，并采用双绞线（消除共模噪声干扰）或同轴电缆；一般的示波器探头不能用，需用专用示波器探头；并且测量点应在电源输出端上，若测量点在负载上则会造成极大的测量误差。为满足第2点，负载应采用阻性假负载。

经常有这样的情况发生，用户买回的开关电源或模块电源，在测量纹波和噪声这一性能指标时，发现与产品技术规格上的指标不符，大大地超过技术规格上的性能指标要求，这往往是用户的测量装置不合适，测量的方法（测量点的选择）不合适或采用通用的测量探头所致。 几种测量装置 1双绞线测量装置

双绞线测量装置如图3所示。采用300mm（12英寸）长、#16AWG线规组成的双绞线与被测开关电源的+OUT及-OUT连接，在+OUT与-OUT之间接上阻性假负载。在双绞线末端接一个4TμF电解电容（钽电容）后输入带宽为50MHz（有的企业标准为20MHz）的示波器。在测量点连接时，一端要接在+OUT上，另一端接到地平面端。

图3 双绞线测量装置

这里要注意的是，双绞线接地线的末端要尽量的短，夹在探头的地线环上。

2平行线测量装置

平行线测量装置如图4所示。图4中，C1是多层陶瓷电容（MLCC），容量为1μF，C2是钽电解电容，容量是10μF。两条平行铜箔带的电压降之和小于输出电压值的2%。该测量方法的优点是与实际工作环境比较接近，缺点是较容易捡拾EMI干扰。

图4平行线测量装置

3 专用示波器探头

图5所示为一种专用示波器探头直接与波测电源靠接。专用示波器探头上有个地线环，其探头的尖端接触电源输出正极，地线环接触电源的负极（GND），接触要可靠。

图5 示波器探头的接法

这里顺便提出，不能采用示波器的通用探头，因为通用示波器探头的地线不屏蔽且较长，容易捡拾外界电磁场的干扰，造成较大的噪声输出，虚线面积越大，受干扰的影响越大，如图6所示。

图6 通用探头易造成干扰

4 同轴电缆测量装置

这里介绍两种同轴电缆测量装置。图7是在被测电源的输出端接R、C电路后经输入同轴电缆（50Ω）后接示波器的AC输入端；图8是同轴电缆直接接电源输出端，在同轴电缆的两端串接1个0.68μF陶瓷电容及1个47Ω/1w碳膜电阻后接入示波器。T形BNC连接器和电容电阻的连接如图9所示。

图7 同轴电缆测量装置1

图8 同轴电缆测量装置2

图9 T形BNC连接器和电容电阻的连接

纹波和噪声的测量标准

以上介绍了多种测量装置，同一个被测电源若采用不同的测量装置，其测量的结果是不相同的，若能采用一样的标准测量装置来测，则测量的结果才有可比性。近年来出台了几个测量纹波和噪声的标准，本文将介绍一种基于JEITA-RC9131A测量标准的测量装置，如图10所示。

图10 基于JEITA-RC9131A测量标准的测量装置

该标准规定在被测电源输出正、负端小于150mm处并联两个电容C2及C3，C2为22μF电解电容，C3为0.47μF薄膜电容。在这两个电容的连接端接负载及不超过1.5m长的50Ω同轴电缆，同轴电缆的另一端连接一个50Ω的电阻R和串接一个4700pF的电容C1后接入示波器，示波器的带宽为100MHz。同轴电缆的两端连接线应尽可能地短，以防止捡拾辐射的噪声。另外，连接负载的线若越长，则测出的纹波和噪声电压越大，在这情况下有必要连接C2及C3。若示波器探头的地线太长，则纹波和噪声的测量不可能精确。

另外，测试应在温室条件下，被测电源应输入正常的电压，输出额定电压及额定负载电流。 不正确与正确测量的比较 1探头的选择

图11是用AAT1121芯片组成的降压式DC/DC转换器电路及测量正确和不正确的波形图。若采用普通的示波器探头来测量（如图12所示），由于地线与探头组成的回路面积太大（由剖面线组成的面积），它相当于一根“天线”，极易受到EMI的干扰，其输出的纹波和噪声电压相当大（见图11中右面的示波器波形图中绿色的纹波和噪声波形）。若采用专用的测量探头（如图13所示），它的地线极短，探头与地线组成回路面积较小，受到EMI干扰极小，其输出纹波和噪声波形如图11右面的红色线所示。这例子说明一般通用示波器的探头是不能用的。

图11 AAT1121电路测量波形

图12 用普通示波器探头测得的波形

图13 用专用测量探头测得的波

2 探头与测试点的接触是否良好

以金升阳公司的1W DC/DC电源模块IF0505RN-1W为例，采用专用探头靠测法，排除外界EMI噪声干扰，探头接触良好时，测出的纹波和噪声电压为4.8mVp-p，如图14所示。若触头接触不良时，则测出的纹波和噪声电压为8.4mVp-p，如图15所示。

图14 电源模块IF0505RN-1W测试波形（接触良好）

图15 电源模块IF0505RN-1W测试波形（接触不良）

这里顺便再用普通示波器探头测试一下，其测试结果是纹波和噪声电压为48mVp-p，如图16所示。

图16 电源模块IF0505RN-1W测试波形（普通探头） 减小纹波和噪声电压的措施

开关电源除开关噪声外，在AC/DC转换器中输入的市电经全波整流及电容滤波，电流波形为脉冲，如图17所示（图a是全波整流、滤波电路，b是电压及电流波形）。电流波形中有高次谐波，它会增加噪声输出。良好的开关电源（AC/DC转换器）在电路增加了功率因数校正（PFC）电路，使输出电流近似正弦波，降低高次谐波，功率因数提高到0.95左右，减小了对电网的污染。电路图如图18所示。

图17 开关电源整流波形

图18 开关电源PFC电路 3 采用与产品系统的频率同步

为减小输出噪声，电源的开关频率应与系统中的频率同步，即开关电源采用外同步输入系统的频率，使开关的频率与系统的频率相同。 4 避免多个模块电源之间相互干扰

在同一块PCB上可能有多个模块电源一起工作。若模块电源是不屏蔽的、并且靠的很近，则可能相互干扰使输出噪声电压增加。为避免这种相互干扰可采用屏蔽措施或将其适当远离，减少其相互影响的干扰。

例如，用两个K7805-500开关型模块组成±5V输出电源时，若两个模块靠的很近，输出电容C

4、C2未采用低ESR电容，且焊接处离输出端较远，则有可能输出的纹波和噪声电压受到相互干扰而增加，如图20所示。

如果在同一块PCB上有能产生噪声干扰的电路，则在设计PCB时要采取相似的措施以减少干扰电路对开关电源的相互干扰影响。

图20 K7805-500并联 5 增加LC滤波器

为减小模块电源的纹波和噪声，可以在DC/DC模块的输入和输出端加LC滤波器，如图21所示。图21左图是单输出，图21右图是双输出。

图21 在DC/DC模块中加入LC滤波器

在表1及表2中列出1W DC/DC模块的VIN端和VOUT端在不同输出电压时的电容值。要注意的是，电容量不能过大而造起动问题，LC的谐振频率必须与开关频率要错开以避免相互干扰，L采用μH极的，其直流电阻要低，以免影响输出电压精度。

6 增加LDO 在开关电源或模块电源输出后再加一个低压差线性稳压器（LDO）能大幅度地降低输出噪声，以满足对噪声特别有要求的电路需要（见图22），输出噪声可达μV级。

图22 在电源中加入LDO 由于LDO的压差（输入与输出电压的差值）仅几百mV，则在开关电源的输出略高于LDO几百mV就可以输出标准电压了，并且其损耗也不大。 7 增加有源EMI滤波器及有源输出纹波衰减器

有源EMI滤波器可在150kHz～30MHz间衰减共模和差模噪声，并且对衰减低频噪声特别有效。在250kHz时，可衰减60dB共模噪声及80dB差模噪声，在满载时效率可达99%。 输出纹波衰减器可在1～500kHz范围内减低电源输出纹波和噪声30dB以上，并且能改善动态响应及减小输出电容。

开关电源或模块的输出纹波和噪声电压的大小与其电源的拓扑，各部分电路的设计及PCB设计有关。例如，采用多相输出结构，可有效地降低纹波输出。现在的开关电源的开关频率越来越高；低的是几十kHz，一般是几百kHz，而高的可达1MHz以上。因此产生的纹波电压及噪声电压的频率都很高，要减小纹波和噪声最简单的办法是在电源电路中加无源低通滤波器。

1减少EMI的措施 可以采用金属外壳做屏蔽减小外界电磁场辐射干扰。为减少从电源线输入的电磁干扰，在电源输入端加EMI滤波器，如图19所示（EMI滤波器也称为电源滤波器）。

图19 开关电源加EMI滤波

2 在输出端采用高频性能好、ESR低的电容

采用高分子聚合物固态电解质的铝或钽电解电容作输出电容是最佳的，其特点是尺寸小而电容量大，高频下ESR阻抗低，允许纹波电流大。它最适用于高效率、低电压、大电流降压式DC/DC转换器及DC/DC模块电源作输出电容。例如，一种高分子聚合物钽固态电解电容为68μF，其在20℃、100kHz时的等效串联电阻（ESR）最大值为25mΩ，最大的允许纹波电流（在100kHz时）为2400mArms，其尺寸为：7.3mm（长）×4.3mm（宽）×1.8mm（高），其型号为10TPE68M（贴片或封装）。

纹波电压ΔVOUT为：

ΔVOUT=ΔIOUT×ESR （1) 若ΔIOUT=0.5A，ESR=25mΩ，则ΔVOUT=12.5mV。

若采用普通的铝电解电容作输出电容，额定电压10V、额定电容量100μF，在20℃、120Hz时的等效串联电阻为5.0Ω，最大纹波电流为70mA。它只能工作于10kHz左右，无法在高频（100kHz以上的频率）下工作，再增加电容量也无效，因为超过10kHz时，它已成电感特性了。

某些开关频率在100kHz到几百kHz之间的电源，采用多层陶电容（MLCC）或钽电解电容作输出电容的效果也不错，其价位要比高分子聚合物固态电解质电容要低得多。

推荐第8篇：开关电源心得

单端反激式开关电源设计心得体会

原理图

一、电路组成及工作原理 单端反激式开关电源是一种单片开关电源，采用美国IP公司的开关电源芯片TOP226Y。单端是指开关电源芯片（本文采用TOP226Y）只有一个脉冲调制信号功率输出端 —— 漏极D。反激是指当功率MOSFET导通时，就将电能储存在高频变压器的初级绕组上，仅当MOSFET关断时，才向次级输送电能[11]。

由TOP226Y芯片构成的单端反激式开关电源电路主要包括：输入整流滤波电路、功率变换电路、输出滤波电路、反馈电路及控制电路几部分组成。功率电路采用单端反激式DC/DC变换器，控制电路是TOP226Y（TOPSwitch-II系列）芯片来实现对输出控制的功能。

电源简要工作原理如下:交流电Ui经输入整流滤波电路后输入到高频变压器一次侧，电压经反激后，次级的高频电压经过输出整流滤波电路整流滤波后，获得输出电压Uo。图中钳位电路是用来吸收高频变压器的漏感产生的尖峰电压，从而保护了TOP226Y中功率管不被尖峰电压烧毁。误差放大器和光耦组成反馈电路，当由于某种原因致使Uo上升，则光耦中发光二极管的电流升高，经过光耦后，使光耦中的电流也升高，使得TOP226Y控制端电流升高，经TOP226Y内控制后，使控制脉宽占空比降低，使Uo维持不变，从而实现稳压目的；反之亦然。

二、心得体会

这学期我们做了一个反激式开关电源课程设计。从分析电路的原理、查询所用相关器件的资料，再网购所有器件，最后焊接电路板并测试花了较长的时间！特别是网购器件的时候，因为有的器件没有标明具体参数要求，其中变压器还需要订制。买好器件就是焊接的问题了，对着电路图焊接板子需要很仔细，芯片的管脚、电容等正负极容易接反。我焊接的板子就因为正负极错了，结果测试插电就炸了电容。经检查改正最后完成了！整个课程设计下来我觉得做一个电子产品不简单，最关键是要懂得原理，焊接过程认真对待就能做好！

推荐第9篇：辐射安全承诺书

天津市核技术利用单位 辐射工作安全责任书

为落实我单位辐射工作安全责任制，防止放射性污染，确保辐射环境安全，保障工作人员和公众健康，严格遵守《中华人民共和国放射性污染防治法》、《放射性同位素与射线装置安全和防护条例》等有关法律、法规对辐射工作的要求。

（单位名称）承诺：

一、我单位法人（姓名、职务）： 为本单位辐射工作安全第一责任人，对辐射安全工作负总责。

二、我单位确定： （处、科、室）负责我单位辐射安全与防护工作。指定： （姓名）同志为我单位专职辐射安全负责人，具体负责我单位的辐射安全与防护工作。

三、我单位负责本单位的放射性污染防治工作，采取安全与防护措施，预防发生可能导致放射性污染的各类事故，避免放射性污染危害。接受各级环境保护行政主管部门的监督管理，并依法对其造成的放射性污染承担责任。

四、我单位建立健全安全管理制度和辐射事故应急预案，制定相关安全操作规程，抓好落实，防止辐射事故的发生。发生放射源丢失、被盗和人员误照射事故时，立即启动本单位辐射事故应急预案，采取应急措施，减轻事故损失。并立即向在地环境保护、公安部门、卫生部门报告。负责事故调查处理和消除污染的工作。

五、我单位严格按照《辐射安全许可证》规定的种类和范围从事放射性同位素和射线装置的生产、销售、使用活动。

六、我单位每年1月31日前向天津市环境保护局报送放射性同位素与射线装置安全和防护状况年度评估报告，并对存在的安全隐患立即进行整改。

七、建立完整的放射性同位素与射线装置资料档案，进行登记、检查定期清点，做到账物相符。

八、保证辐射工作场所安全防护、安全联锁等污染防治设施符合国家的有关规定，设置明显的放射性标示、标志和中文警示说明，配备必要的防护用品和监测仪器，并确保这些设备设施的安全有效。

九、织本单位辐射工作和管理人员进行有关法律、法规、规章、专业技术、安全防护和应急响应等知识的培训教育及辐射事故应急演练，做到持证上岗。建立辐射工作人员健康和个人剂量档案。

十、我单位承诺履行上述责任，严格执行国家、地方的有关法律、法规，依法对我单位辐射项目的安全和防护工作负责，并依法对其造成的放射性危害承担责任。

法定代表人签字：

单位公章

年

月

日

年

月

日

备注：

一、本责任书一式二份，由市环保主管部门、责任单位各一份。

二、责任单位名称、法人发生变化，重新签署辐射工作安全责任书，并报市环保主管部门备案。

推荐第10篇：开关电源充电机特点

上海申传电气股份有限公司

开关电源式矿用隔爆型充电机的优势

一、概述

随着科技的进步和人们环保意识的增强，越来越多的蓄电池电机车广泛地应用到城市交通和工矿企业的运输机车中，在这类运输机车中，又可分为两类，一类是地面电机车，另一类是井下用（地下）电机车。以煤矿为例，一般每个煤矿需要20至40台地面和井下电机车，而对应的大功率供电装置一般每个煤矿也需要20至40台。

本公司致力于大功率、智能化、高效率开关电源式充电装置研究，在充电工艺的研究、大功率充电装置主电路的研究、智能化设计等关键技术已经取得了重大突破，在一些关键技术上已经申请了国家发明专利和实用新型专利，并已授权。

二、主要技术参数技术的创新点

1、主要参数

输入电压：660/380VAC 输出电流：0~110A 输出电压：0~300V 工作效率：大于85% 控制精度：电流：小于±2%，最高不超过1A 电压：小于±2%，最高不超过2V 充电工艺：恒压充电/恒流充电/间歇型变电流快速充电/多阶段充电方式。

2、主要创新点

（1）将BUCK变换和H桥式变换进行组合实现660VAC输入的大功率蓄电池充电装置；实现变电流快速充电的智能控制，延长蓄电池的使用寿命，提高蓄电池充电效率。

（2）项目所研制的蓄电池充电装置采用高性能DSP实现智能化充电功能，可以应用于各种类型电池，通过细致、方便的参数设定实现多种充电工艺的控制。

三、先进性和主要技术特点

本研究项目就是针对目前充电机的现状和存在的问题，开发新型的高效率、智能化的蓄电池充电装置。采用高频技术，去掉笨重的工频变压器，减小装置的体积；应用软开关技术，提高变换器效率和装置的可靠性；选用高性能的DSP实现充电机的工艺控制，并设计友好的人机界面，方便的参数设置和充电方式选择，对蓄电池进行全面的检测，可以适应各种蓄电池的充电要求。

四、装置可靠运行控制

对整个系统可靠性的关键技术是要保证输出电压、电流等符合蓄电池的充电工艺，通过硬件和软件相结合的方式实现对输出电压和电流的闭环控制，从而保证系统运行的可靠性和稳定性。

第11篇：开关电源行业分析

本报告详尽描述了中国开关电源行业运行的环境，重点研究并预测了其下游行业发展以及对开关电源需求变化的长期和短期趋势。针对当前行业发展面临的机遇与威胁，提出了我们对开关电源行业发展的投资及战略建议。本报告以严谨的内容、翔实的数据、直观的图表帮助开关电源企业准确把握行业发展动向、正确制定企业竞争战略和投资策略。我们的主要数据来源于国家统计局、国家信息中心、海关总署等业内权威专业研究机构以及我中心的实地调研。本报告整合了多家权威机构的数据资源和专家资源，从众多数据中提炼出了精当、真正有价值的情报，并结合了行业所处的环境，从理论到实践、宏观与微观等多个角度进行研究分析，其结论和观点力求达到前瞻性、实用性和可行性的统一。这是我中心经过市场调查和数据采集后,由专家小组历时一年时间精心制作而成。它是业内企业、相关投资公司及政府部门准确把握行业发展趋势，洞悉行业竞争格局、规避经营和投资风险、制定正确竞争和投资战略决策的重要决策依据之一，具有重要的参考价值！

第一章 开关电源基本概述

第一节 开关电源概念

第二节 开关电源工作原理

第三节 开关电源分类

第四节 开关电源技术的发展动向

第五节 开关电源发展历程简介

第六节 开关电源的应用领域

第二章 国内外开关电源技术研究及趋势

第一节 开关电源技术发展的十个关注点

第二节 国外开关电源的技术发展方向

第三节 开关电源五大前沿技术分析

第四节 开关电源主要厂商最新技术进展情况

第五节 开关电源行业技术变革与产品革新

一、技术变革可能会改变行业竞争格局

二、产品革新能力是竞争力的重要组成部分

三、开关电源产品多方面关键技术尚待突破

第六节 开关电源技术发展趋势研究

第三章 2007-2008年中国开关电源市场总体状况分析

第一节 我国开关电源市场运行现状分析

一、开关电源行业和市场特点

二、开关电源生产量和销售量

三、开关电源的应用结构

四、国内市场总需求量和产销平衡状况

第二节 我国开关电源行业市场需求情况

二、计算机行业对开关电源的配套采购需求情况

三、通信行业对开关电源的配套采购需求情况

第三节 我国开关电源行业市场特征分析

一、市场结构

二、需求特征

三、产业布局

四、市场集中度

五、价值链分析

第四节 我国开关电源产品市场价格分析

一、价格消费特征分析

二、主要品牌产品价位分析

三、价格与成本的关系分析

四、如何分析竞争对手的价格策略

五、价格仍将在竞争中占重要地位

六、品牌战略

第四章 2008-2012年中国开关电源市场供销分析预测

第一节 我国开关电源的生产分析

一、行业生产规模高速增长

二、产业地区分布情况

二、优势企业加速扩能，产业集中度提高

四、0EM与0DM生产

五、行业生产所面临的几个问题

六、未来几年行业产量变化趋势

第二节 主要企业开关电源产品供销调查分析

一、计算机电源

二、消费电子电源

三、通信电源

第三节 我国开关电源行业进出口分析

一、我国开关电源出口及增长情况

二、主要海外市场分布情况

三、经营海外市场的主要品牌

第五章 开关电源应用市场分析

第一节 PC机市场现状及未来发展态势

第二节 通信产业市场现状及未来发展态势

第三节 家用电子产品市场现状及未来发展态势

一、彩电

二、DVD

三、数字电视机顶盒

第六章 2007-2008年中国开关电源市场竞争格局分析

第一节 开关电源市场竞争格局

一、开关电源产业链分析

二、当前市场竞争格局

第二节 开关电源行业品牌分析

一、品牌总体情况

二、品牌传播

三、品牌美誉度

四、代理商对开关电源品牌的选择情况

五、主要城市市场对主要开关电源品牌的认知水平

第三节 开关电源市场竞争态势及未来展望

第七章 优势企业运营与竞争力分析

第一节 国营金阳器材厂

一、企业基本概况

二、经营状况与财务分析

三、企业核心竞争力分析

第二节 中达电通股份有限公司

一、企业基本概况

二、经营状况与财务分析

三、企业核心竞争力分析

第三节 合肥华耀电子工业有限公司

一、企业基本概况

二经营状况与财务分析

三、企业核心竞争力分析

第四节 无锡联美兰达电子有限公司

一、企业基本概况

二、经营状况与财务分析

三、企业核心竞争力分析

第五节 厦门富士电气化学有限公司

一、企业基本概况

二、经营状况与财务分析

三、企业核心竞争力分析

第六节 厦门台和电子有限公司

一、企业基本概况

二、经营状况与财务分析

三、企业核心竞争力分析

第七节 福州山昌电子有限公司

一、企业基本概况

二、经营状况与财务分析

三、企业核心竞争力分析

第八节 深圳市核达中远通电源技术有限公司

一、企业基本概况

三、企业核心竞争力分析

第九节 中国长城计算机深圳股份有限公司

一、企业基本概况

二、经营状况与财务分析

三、企业核心竞争力分析

第八章 2007年中国开关电源上下游相关行业运行分析

第一节 五金行业运行情况

一、行业发展现状

二、市场前景预测

第二节 塑料行业运行情况

一、行业发展现状

二、市场前景预测

第三节 变压器行业运行情况

一、行业发展现状

二、市场前景预测

第九章 2007-2010年中国开关电源行业市场前景预测

第一节 竞争格局变化趋势

第二节 市场供需平衡预测

第三节 产品价格走势预测

第四节 产品发展前景展望

一、高频大功率开关电源应用前景广阔

二、通信开关电源前景无限

三、单片开关电源最新应用技术

第十章 2008-2010年中国开关电源行业发展预测

第一节开关电源发展环境分析

第二节 产品及技术发展趋势展望

第三节 我国开关电源行业发展预测

第四节 我国开关电源行业存在的问题

第十一章 2008-2010年中国开关电源行业投资规划指引

第一节 我国开关电源行业投资环境分析

第二节 我国开关电源行业投资潜力分析

第三节 我国开关电源行业投资吸引力分析

第四节 我国开关电源行业盈利水平分析

一、行业盈利驱动因素带来的影响

二、企业实力变动趋势

三、企业成功同核心竞争力的匹配程度

第五节 我国开关电源行业投资机会与风险预警

一、投资机会分析

二、投资风险预警

第六节 我国开关电源投资策略与建议

图表目录部分

图表 1 开关电源原理图

图表 22002-2007年消费电子市场总量及其增长变化趋势

图表 3我国消费电子市场主要品类的市场规模

图表 42007年计算机行业上市公司计算机产品收入规模 单位：万元

图表 52003-2007年电信综合价格水平下降情况

图表 62007年电信业务收入构成

图表 72003-2007年邮政、电信固定资产投资情况

图表 8我国2000-2006年开关电源进出口差量变动

图表 9世界开关电源需求情况

图表 10我国2000-2006年开关电源进出口对比

图表 11我国2000-2006年开关进出口均价变动

图表 122001-2006年我国台式PC销售量及其同比增长 单位：万台

图表 132001-2006年我国笔记本销售量及其同比增长 单位：万台

图表 142008-2011年世界笔记本与液晶显示器未来需求增长预测单位：万台图表 152004-2007年各月通信业务收入比较

图表 162007年1-11月我国电信业务收入构成

图表 172007年1-11月我国电信各项业务收入同比增长率

图表 182006-2007年同期东、中、西部通信业务收入 单位：亿元

图表 192007年11月排名前十名省份通信业务收入情况 单位：亿元

图表 202007年1-11月我国有线机顶盒销量构成图

图表 212008年我国机顶盒市场品牌构成图

图表 22国营金阳器材厂产量收入情况

图表 23国营金阳器材厂盈利情况

图表 24国营金阳器材厂资产负债情况

图表 25国营金阳器材厂成本费用情况

图表 26中达电通股份有限公司产量收入情况

图表 27中达电通股份有限公司盈利情况

图表 28中达电通股份有限公司资产负债情况

图表 29中达电通股份有限公司成本费用情况

图表 30合肥华耀电子工业有限公司产量收入情况

图表 31合肥华耀电子工业有限公司盈利情况

图表 32合肥华耀电子工业有限公司资产负债情况

图表 33合肥华耀电子工业有限公司成本费用情况

图表 34无锡联美兰达电子有限公司产量收入情况

图表 35无锡联美兰达电子有限公司盈利情况

图表 36无锡联美兰达电子有限公司资产负债情况

图表 37无锡联美兰达电子有限公司成本费用情况

图表 38厦门富士电气化学有限公司产量收入情况

图表 39厦门富士电气化学有限公司盈利情况

图表 40厦门富士电气化学有限公司资产负债情况

图表 41厦门富士电气化学有限公司成本费用情况

图表 42厦门台和电子有限公司产量收入情况

图表 43厦门台和电子有限公司盈利情况

图表 44厦门台和电子有限公司资产负债情况

图表 45厦门台和电子有限公司成本费用情况

图表 46福州山昌电子有限公司产量收入情况

图表 47福州山昌电子有限公司盈利情况

图表 48福州山昌电子有限公司资产负债情况

图表 49福州山昌电子有限公司成本费用情况

图表 50深圳市核达中远通电源技术有限公司产量收入情况

图表 51深圳市核达中远通电源技术有限公司盈利情况

图表 52深圳市核达中远通电源技术有限公司资产负债情况

图表 53深圳市核达中远通电源技术有限公司成本费用情况

图表 54中国长城计算机深圳股份有限公司产量收入情况

图表 55中国长城计算机深圳股份有限公司盈利情况

图表 56中国长城计算机深圳股份有限公司资产负债情况

图表 57中国长城计算机深圳股份有限公司成本费用情况

图表 582003-2008年第一季度我国GDP总量及增长情况 图表 592008年我国宏观经济主要指标预测

图表 602003-2007年我国固定资产投资及其同比增长 单位：亿元图标 61略。。。。。。

第12篇：开关电源检修经验谈

开关电源检修经验谈

1、开关电源不启振，一般查看开关频率是否正确、保护电路是否封锁、电压反馈电路、电流反馈电路又没问题，开关管是否击穿等；

2、变压器发热或发出“嗞嗞嗞”声，一般是开关频率不对；

3、输出电压电源指示灯一闪一闪的一般是副边有短路的。

一般开关管、充电电阻、整流二极管都比较容易坏„„所以一般先用数字万用表量量，没有坏的在通电检测。要是表面上一看就能看出有烧坏的地方就更好查了。

第13篇：开关电源的特点

开关电源的特点

电源是各种电子设备必不可缺少的组成部分，其性能的优劣直接关系到电子设备的技术指标及能否安全可靠地工作。目前常用的直流稳压电源分线性电源和开关电源两大类，由于开关电源内部关键元器件工作在高频开关状态，本身消耗的能量很低，开关电源效率可达80%~90%，比普通线性稳压电源提高近一倍，目前已成为稳压电源的主流产品。

一、开关稳压电源的结构

开关稳压电源是由全波整流器，开关管Vi，激励信号，续流二极管VD，储能电感和滤波电容C组成。实际上，开关稳压电源的核心部分是一个直流变压器。这里我们对直流变换器和逆变器作如下解释。逆变器，它是把直流转变为交流的装置。逆变器通常被广泛地应用在采用电平或电池组成的备用电源中。直流变换器，它是把直流转换成交流，然后又把交流转换成直流的装置。这种装置被广泛地应用在开关稳压电源中。采用直流变换器可以把一种直流供电电压变换成极性、数值各不同的多种直流供电电压。

二、开关稳压电源的优点和缺点

1、开关稳压电源优点：

1.1、功耗小，效率高，晶体管V在激励信号的激励下，它交替地工作在导通—截止和截止—导通的开关状态，转换速度很快，频率一般为50kHz左右，在一些技术先进的国家，可以做到几百或者近1000kHz。这使得开关晶体管V的功耗很小，电源的效率可以大幅度地提高，其效率可达到80%。

1.2、体积小，重量轻。从开关稳压电源的原理框图可以清楚地看到这里没有采用笨重的工频变压器。由于调整管V上的耗散功率大幅度降低后，又省去了较大的散热片。由于这两方面原因，所以开关稳压电源的体积小，重量轻。 1.

3、稳压范围宽。从开关稳压电源的输出电压是由激励信号的占空比来调节的，输入信号电压的变化可以通过调频或调宽来进行补偿。这样，在工频电网电压变化较大时，它仍能够保证有较稳定的输出电压。所以开关电源的稳压范围很宽，稳压效果很好。此外，改变占空比的方法有脉宽调制型和频率调制型两种。开关稳压电源不仅具有稳压范围宽的优点，而且实现稳压的方法也较多，设计人员可以根据实际应用的要求，灵活地选用各种类型的开关稳压电源。

1.4、滤波的效率大为提高，使滤波电容的容量和体积大为减少。开关稳压电源的工作频率目前基本上是工作在50kHz，是线性稳压电源的1000倍，这使整流后的滤波效率几乎也提高了1000倍;即使采用半波整流后加电容滤波，效率也提高了500倍。在相同的纹波输出电压下，采用开关稳压电源时，滤波电容的容量只是线性稳压电源中滤波电容的1/500～1/1000。电路形式灵活多样，有自激式和他激式，有调宽型和调频型，有单端式和双端式等等，设计者可以发挥各种类型电路的特长，设计出能满足不同应用场合的开关稳压电源。

2、开关稳压电源缺点：

开关稳压电源的缺点是存在较为严重的开关干扰。开关稳压电源中，功率调整开关晶体管V工作在开关状态，它产生的交流电压和电流通过电路中的其他元器件产生尖峰干扰和谐振干扰，这些干扰如果不采取一定的措施进行抑制、消除和屏蔽，就会严重地影响整机的正常工作。此外由于开关稳压电源振荡器没有工频变压器的隔离，这些干扰就会串入工频电网，使附近的其他电子仪器、设备和家用电器受到严重干扰。 目前，由于国内微电子技术、阻容器件生产技术以及磁性材料技术与一些技术先进国家还有一定的差距，因而造价不能进一步降低，也影响到可靠性的进一步提高。所以在我国的电子仪器以及机电一体化仪器中，开关稳压电源还不能得到十分广泛的普及及使用。特别是对于无工频变压器开关稳压电源中的高压电解电容器、高反压大功率开关管、开关变压器的磁芯材料等器件，在我国还处于研究、开发阶段。在一些技术先进国家，开关稳压电源虽然有了一定的发展，但在实际应用中也还存在一些问题，不能十分令人满意。这暴露出开关稳压电源的又一个缺点，那就是电路结构复杂，故障率高，维修麻烦。对此，如果设计者和制造者不予以充分重视，则它将直接影响到开关稳压电源的推广应用。当今，开关稳压电源推广应用比较困难的主要原因就是它的制作技术难度大、维修麻烦和造价成本较高。

第14篇：开关电源研修报告

开关电源研修报告

学号：20145295

姓名：熊成

摘要:随着电子技术的高速发展,电子系统的应用领域越来越广泛,电子设备的种类也越来越多,电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切。近年来 ,随着功率电子器件(如IGBT、MOSFET)、PWM技术及开关电源理论的发展 ,新一代的电源开始逐步取代传统的电源电路。该电路具有体积小，控制方便灵活，输出特性好、纹波小、负载调整率高等特点。

开关电源中的功率调整管工作在开关状态，具有功耗小、效率高、稳压范围宽、温升低、体积小等突出优点，在通信设备、数控装置、仪器仪表、视频音响、家用电器等电子电路中得到广泛应用。开关电源的高频变换电路形式很多, 常用的变换电路有推挽、全桥、半桥、单端正激和单端反激等形式。本论文采用双端驱动集成电路——TL494输的PWM脉冲控制器设计小汽车中的音响供电电源，利用MOSFET管作为开关管，可以提高电源变压器的工作效率，有利于抑制脉冲干扰，同时还可以减小电源变压器的体积。

1、所用器件

1.1 TL494芯片 1个 电阻1Ω 1个 电阻4.7kΩ

3个 电阻33Ω 2个 电感1.0m 1个 电容 0.001C 1个 电容10C 1个 电容50C 2个 电容500C 1个 mr850二极管 2个 tip32a 三极管 2个 电压源5V

1.2 TL494简介

TL494是一种固定频率脉宽调制电路，它包含了开关电源控制所需的全部功能，广泛应用于单端正激双管式、半桥式、全桥式开关电源。TL494有SO-16和PDIP-16两种封装形式，以适应不同场合的要求[10]。TL494能产生PWM，能调整频率和脉宽，还有一路基准电压，这些都满足DC-DC的条件，采用不同拓扑，得到升压和降压，如图2-1所示：

1，采用推挽（push-pull）方式，升压，可以改变反馈电阻，得到其他电压；

2，采用BUCK拓扑降压，可以改变反馈电阻，得到其他电压；其外形图如图2-1

TL494其他主要特点如下：

(1) 集成了全部的脉宽调制电路。

(2) 片内置线性锯齿波振荡器，外置振荡元件仅两个(一个电阻和一个电容)。

(3)内置误差放大器。 (4)内止5V参考基准电压源。 (5)可调整死区时间。

(6)内置功率晶体管可提供500mA的驱动能力。

(7)推或拉两种输出方式。

图2-1 1.3 TL494的工作原理

TL494是一个固定频率的脉冲宽度调制电路，内置了线性锯齿波振荡器，振荡频率可通过外部的一个电阻和一个电容进行调节，输出脉冲的宽度是通过电容CT上的正极性锯齿波电压与另外两个控制信号进行比较来实现。功率输出管Q1和Q2受控于或非门。当双稳触发器的时钟信号为低电平时才会被选通，即只有在锯齿波电压大于控制信号期间才会被选通。当控制信号增大，输出脉冲的宽度将减小。 控制信号由集成电路外部输入，一路送至死区时间比较器，一路送往误差放大器的输入端。死区时间比较器具有120mV的输入补偿电压，它限制了最小输出死区时间约等于锯齿波周期的4%，当输出端接地，最大输出占空比为96%，而输出端接参考电平时，占空比为48%。当把死区时间控制输入端接上固定的电压（范围在0—3.3V之间）即能在输出脉冲上产生附加的死区时间。

脉冲宽度调制比较器为误差放大器调节输出脉宽提供了一个手段：当反馈电压从0.5V变化到3.5时，输出的脉冲宽度从被死区确定的最大导通百分比时间中下降到零。两个误差放大器具有从-0.3V到（Vcc-2.0）的共模输入范围。

2、工作原理

2、1 脉冲产生电路如图2-1所示，电路由tl494芯片及其外围电阻，电容共同构成。Tl494芯片的ct和rt外部的一个电阻和一个电容决定其频率大小。

图2-1

2、2 如图2-2所示，半桥推免电路由两个三极管TIP32c组成，在基级和发射级之间串接一个47欧的电阻为三极管提供偏置电压。

图2-2

2、3 整流滤波的方法很多，如桥堆整流，单个二极管整流等。这里使用二极管整流，加上一个470uN的电感，如图2-3所示。

图2-3

2、4 电路原理图如图2-4所示

图2-4

3、测量结果

4、结论

5、心得

开关电源技术是一门运用半导体功率器件实现电能的高效率变换、将粗电变成精电，以满足供电质量要求的技术。由于在开关电源中半导体功率器件工作在高频开关方式，因此它具有高效率、高功率密度、高可靠性。正是因为开关电源的突出优点，开关电源更替线性电源是发展的必然趋势，因此研究开关电源有着很重要的意义和实用价值。

参考文献

基于脉宽控制器TL494的升压开关电源 肖东升 ， 吴东 ，李家旺 基于TL494PWM控制的电动车开关电源设计 秦逸平， 袁惠娟

基于TL494的双向Buck-Boost BDC高效开关电源设计黄仲平， 徐航 ，沈烨

基于TL494芯片的导航雷达开关电源设计 杨建 ， 邓志清 ， 李正华 基于TL494开关电源的研究 蔡广亮 ， 宋建成 ， 李永学 ， 田敏

第15篇：开关电源设计笔记

1.开关电源设计前各参数

以NXP的TEA1832图纸做说明。分析电路参数设计与优化并到认证至量产。所有元器件尽量选择公司现有的或者量大的元件，方便后续降成本。

1、输入端：FUSE选择需要考虑到I^2T参数。保险丝的分类，快断，慢断，电流，电压值，保险丝的认证是否齐全。保险丝前的安规距离2.5mm以上。设计时尽量放到3mm以上。需考虑打雷击时，保险丝I2T是否有余量，会不会打挂掉。

2、压敏电阻：图中可以增加一个压敏电阻，一般采用14D471,也可采用561，直径越大抗浪涌电流越大，也有增强版的10S471,14S471等，一般14D471打1KV,2KV雷击够用了，增加雷击电压就要换成MOV+GDT。有必要时，压敏电阻外包个热缩套管。

3、NTC：图中可以增加个NTC,有的客户有限制冷启动浪涌电流不超过60A,30A，NTC的另一个目的还可以在雷击时扛部分电压，减下MOSFET的压力。选型时注意NTC的电压，电流，温度等参数。

4、共模电感：传导与辐射很重要的一个滤波元件，共模电感有环形的高导材料5K,7K,0K,12K,15K，常用绕法有分槽绕，并绕，蝶形绕法等，还有UU型，分4个槽的ET型。这个如果能共用老机种的最好，成本考虑，传导辐射测试完成后才能定型。

5、X电容选择：需要与共模电感配合测试传导与辐射才能定容值，一般情况为功率越大X电容越大。

6、如果认证有输入L,N的放电时间要求，需要在X电容下放2并2串的电阻给电容放电。

7、桥堆的选择：一般需要考虑桥堆能过得浪涌电流，耐压和散热，防止雷击时坏掉。

8、VCC启动电阻：注意启动电阻的功耗，主要是耐压值，1206一般耐压200V,0805一般耐压150V，能多留余量比较好。

9、输入滤波电解电容：一般看成本的考虑，输出保持时间的10mS，按照电解电容容值的最小情况80%容值设计，不同厂家和不同的设计经验有点出入，有一点要注意普通的电解电容和扛雷击的电解电容，电解电容的纹波电流关系到电容寿命，这个看品牌和具体的系列。

10、输入电解电容上有并联一个小瓷片电容，这个平时体现不出来用处，在做传导抗扰度时有效果。

11、RCD吸收部分：R的取值对应MOSFET上的尖峰电压值，如果采用贴片电阻需注意电压降额与功耗。C一般取102/103 1KV的高压瓷片，整改辐射时也有可能会改为薄膜电容效果好。D一般用FR107,FR207，整改辐射时也有改为1N4007的情况或者其他的慢管，或者在D上套磁珠（K5A,K5C等材质）。小功率电源，RC可以采用TVS管替代，如P6KE160等。

12、MOSFET的选择，起机和短路情况需要注意SOA。高温时的电流降额，低温时的电压降额。一般600V 2-12A足够用与100W以内的反激，根据成本来权衡选型。整改辐射时很多方法没有效果的时候，换个MOSFET就过了的情况经常有。

13、MOSFET的驱动电阻一般采用10R+20R，阻值大小对应开关速度，效率，温升。这个参数需要整改辐射时调整。

14、MOSFET的GATE到SOURCE端需要增加一个10K-100K的电阻放电。

15、MOSFET的SOURCE到GND之间有个Isense电阻，功率尽量选大，尽量采用绕线无感电阻。功率小，或者有感电阻短路时有遇到过炸机现象。

16、Isense电阻到IC的Isense增加1个RC，取值1K,331，调试时可能有作用，如果采用这个TEA1832电路为参考，增加一个C并联到GND。

17、不同的IC外围引脚参考设计手册即可，根据自己的经验在IC引脚处放滤波电容。

18、变压器的设计，反激变压器设计论坛里面讨论很多，不多说。还是考虑成本，尽量不在变压器里面加屏蔽层，顶多在变压器外面加个十字屏蔽。变压器一定要验算delta B值，防止高温时磁芯饱和。delta B=L*Ipk/（N*Ae），L(uH),Ipk（A),N为初级砸数（T）,Ae（mm2）。（参考TDG公司的磁芯特性（100℃）饱和磁通密度390mT，剩磁55mT，所以ΔB值一般取330mT以内，出现异常情况不饱和，一般取值小于300mT以内。我之前做反激变压器取值都是小于0.3的）附，学习zhangyiping的经验（所以一般的磁通密度选择1500高斯，变压器小的可以选大一些，变压器大的要选小一些，频彔高的减小频彔低的可以大一些吧。） 变压器的VCC辅助绕组尽量用2根以上的线并绕，之前很大批量时有碰到过有几个辅助绕组轻载电压不够或者重载时VCC过压的情况，2跟以上的VCC辅助绕线能尽量耦合更好解决电压差异大这个问题。

附注：有兴趣验证这个公式的话，可以在最低电压输入，输出负载不断增加，看到变压器饱和波形，饱和时计算结果应该是500mT左右（25℃时，饱和磁通密度510mT）。

借鉴TDG的磁芯基本特征图。

19、输出二极管效率要求高时，可以采用超低压降的肖特基二极管，成本要求高时可以用超快恢复二极管。

20、输出二极管并联的RC用于抑制电压尖峰，同时也对辐射有抑制。

21、光耦与431的配合，光耦的二极管两端可以增加一个1K-3K左右的电阻，Vout串联到光耦的电阻取值一般在100欧姆-1K之间。431上的C与RC用于调整环路稳定，动态响应等。

22、Vout的检测电阻需要有1mA左右的电流，电流太小输出误差大，电流太大，影响待机功耗。

23、输出电容选择，输出电容的纹波电流大约等于输出电流，在选择电容时纹波电流放大1.2倍以上考虑。

24、2个输出电容之间可以增加一个小电感，有助于抑制辐射干扰，有了小电感后，第一个输出电容的纹波电流就会比第二个输出电容的纹波电流大很多，所以很多电路里面第一个电容容量大，第二个电容容量较小。

25、输出Vout端可以增加一个共模电感与104电容并联，有助于传导与辐射，还能降低纹波峰峰值。

26、需要做恒流的情况可以采用专业芯片，AP4310或者TSM103等类似芯片做，用431+358都行，注意VCC的电压范围，环路调节也差不多。

27、有多路输出负载情况的话，电源的主反馈电路一定要有固定输出，或者假负载，否则会因为耦合，burst模式等问题导致其他路输出电压不稳定。

28、初级次级的大地之间有接个Y电容，一般容量小于或等于222，则漏电流小于0.25mA，不同的产品认证对漏电流是有要求的，需注意。算下来这么多，电子元器件基本能定型了，整个初略的BOM可以评审并参考报价了。BOM中元器件可以多放几个品牌方便核成本。如客户有特殊要求，可以在电路里面增加功能电路实现。如不能实现，寻找新的IC来完成，相等功率和频率下，IC的更改对外围器件影响不大。如客户温度范围的要求比较高，对应元器件的选项需要参考元器件使用温度和降额使用。

2开关电源PCB设计

1、PCB对应的SCH网络要对应，方便后续更新，花不了多少时间的。

2、PCB的元器件封装，标准库里面的按实际情况需要更改，贴片元件焊盘加大；插件元件的孔径比元件管脚大0.3mm，焊盘直径大于孔0.8mm以上，焊盘大些方便焊接，元器件过波峰焊也容易上锡，PCB厂家做出来也不容易破孔。还有很多细节的东西多了解些对生产是很大的功劳啊。

3、安规的要求在PCB上的体现，保险丝的安规输入到输出距离3mm以上，保险丝带型号需要印在PCB上。PCB的板材也有不同的安规要求，对应需要做的认证与***商沟通能否满足要求。相应的认证编号需印到PCB上。初级到次级的距离8mm以上，Y电容注意选择Y1还是Y2的，跨距也要求8mm以上，变压器的初级与次级，用挡墙或者次级用三层绝缘线飞线等方法做爬电距离。

4、桥堆前L,N走线距离2.5mm以上，桥堆后高压+，-距离2.5mm以上。走线为大电流回路先走，面积越小越好。信号线远离大电流走线，避免干扰，IC信号检测部分的滤波电容靠近IC，信号地与功率地分开走，星形接地，或者单点接地，最后汇总到大电容的“-”引脚，避免调试时信号受干扰，或者抗扰度出状况。

5、IC方向，贴片元器件的方向，尽量放到整排整列，方便过波峰焊上锡，提高产线效率，避免阴影效应，连锡，虚焊等问题出现。

6、打AI的元器件需要根据相应的规则放置元器件，之前看过一个日本的PCB，焊盘做成水滴状，AI元件的引脚刚好在水滴状的焊盘上，漂亮。

7、PCB上的走线对辐射影响比较大，可以参考相关书籍。还有1种情况，PCB当单面板布线，弄完后，在顶层敷整块铜皮接大电容地，抑制传导和辐射很有效果。

8、布线时，还需要考虑雷击，ESD时或其他干扰的电流路径，会不会影响IC。

3开关电源调试

1、万用表先测试主电流回路上的二极管，MOSFET，有没有短路，有没有装反，变压器的感量与漏感是否都有测试，变压器同名端有没有绕错。

2、开始上电，我的习惯是先上100V的低压，PWM没有输出。用示波器看VCC，PWM脚，VCC上升到启动电压，PWM没有输出。检查各引脚的保护功能是否被触发，或者参数不对。找不到问题，查看IC的上电时序图，或者IC的datasheet里面IC启动的条件。示波器使用时需注意，3芯插头的地线要拔掉，不拔掉的话最好采用隔离探头挂波形，要不怎么炸机的都不知道。用2个以上的探头时，2根探头的COM端接同1个点，避免影响电路，或者夹错位置烧东西。

3、IC启动问题解决了，PWM有输出，发现启动时变压器啸叫。挂MOSFET的电流波形，或者看Isense脚底波形是否是三角波，有可能是饱和波形，有可能是方波。需重新核算ΔB，还有种情况，VCC绕组与主绕组绕错位置。也有输出短路的情况，还有RCD吸收部分的问题，甚至还碰到过TVS坏了短路的情况。

4、输出有了，但是输出电压不对，或者高了，或者低了。这个需要判断是初级到问题，还是次级的问题。挂输出二极管电压电流波形，是否是正常的反激波形，波形不对，估计就是同名端反了。检查光耦是否损坏，光耦正常，采用稳压管+1K电阻替换431的位置，即可判断输出反馈431部分，或者恒流，或者过载保护等保护的动作。常见问题，光耦脚位画错，导致反馈到不了前级。431封装弄错，一般431的封装有2种，脚位有镜像了的。同名端的问题会导致输出电压不对。

5、输出电压正常了，但是不是精确的12V或者24V，这个时候一般采用2个电阻并联的方式来调节到精确电压。采样电阻必须是1%或者0.5%。

6、输出能带载了，带满载变压器有响声，输出电压纹波大。挂PWM波形，是否有大小波或者开几十个周期，停几十个周期，这样的情况调节环路。431上的C与RC，现在的很多IC内部都已经集成了补偿，环路都比较好调整。环路调节没有效果，可以计算下电感感量太大或者太小，也可以重新核算Isense电阻，是否IC已经认为Isense电阻电压较小，IC工作在brust mode。可以更改Isense电阻阻值测试。

7、高低压都能带满载了，波形也正常了。测试电源效率，输入90V与264V时效率尽量做到一致(改占空比，匝比)，方便后续安规测试温升。电源效率一般参考老机种效率，或者查能效等级里面的标准参考。

8、输出纹波测试，一般都有要求用47uF+104,或者10uF+104电容测试。这个电解电容的容值影响纹波电压，电容的高频低阻特性（不同品牌和系列）也会影响纹波电压。示波器测试纹波时探头上用弹簧测试探头测试可以避免干扰尖峰。输出纹波搞不定的情况下，可以改容量，改电容的系列，甚至考虑采用固态电容。

9、输出过流保护，客户要求精度高的，要在次级放电流保护电路，要求精度不高的，一般初级做过流保护，大部分IC都有集成过流或者过功率保护。过流保护一般放大1.1-1.5倍输出电流。最大输出电流时，元器件的应力都需要测试，并留有余量。电流保护如增加反馈环路可以做成恒流模式，无反馈环路一般为打嗝保护模式。做好过流保护还需要测试满载+电解电容的测试，客户端有时提出的要求并未给出是否是容性负载，能带多大的电容起机测试了后心里比较有底。

10、输出过压保护，稳定性要求高的客户会要求放2个光耦，1个正常工作的，一个是做过压保护的。无要求的，在VCC的辅助绕组处增加过压保护电路，或者IC里面已经有集成的过压保护，外围器件很少。

11、过温保护一般要看具体情况添加的，安规做高温测试时对温度都有要求，能满足安规要求温度都还可以，除非环境复杂或者异常情况，需要增加过温保护电路。

12、启动时间，一般要求为2S,或者3S内起机，都比较好做，待机功耗做到很低功率的方案，一般IC都考虑好了。没有什么问题。

13、上升时间和过冲，这个通过调节软启动和环路响应实现。

14、负载调整率和线性调整率都是通过调节环路响应来实现。

15、保持时间，更改输入大电容容量即可。

16、输出短路保护，现在IC的短路保护越做越好，一般短路时，IC的VCC辅助绕组电压低，IC靠启动电阻供电，IC启动后，Isense脚检测过流会做短路保护，停止PWM输出。一般在264V输入时短路功率最大，短路功率控制住2W以内比较安全。短路时需要测试MOSFET的电流与电压，并通过查看MOSFET的SOA图（安全工作区）对应短路是否超出设计范围。

17、空载起机后，输出电压跳。有可能是轻载时VCC的辅助绕组感应电压低导致，增加VCC绕组匝数，还有可能是输出反馈环路不稳定，需要更新环路参数。

18、带载起机或者空载切重载时电压起不来。重载时，VCC辅助绕组电压高，需查看是否过压，或者是过流保护动作。

还有变压器设计时按照正常输出带载设计，导致重载或者过流保护前变压器饱和。

19、元器件的应力都应测试，满载、过载、异常测试时元器件应力都应有余量，余量大小看公司规定和成本考虑。性能测试与调试基本完成。调试时把自己想成是设计这颗IC的人，就能好好理解IC的工作情况并快速解决问题。 这些全都按记忆写的，有点乱，有些没有记录到，后续想到了再补上。

4EMC等测试之前

1、温升测试，45℃烤箱环境，输入90，264时变压器磁芯，线包不超过110℃，PCB在130℃以内。其他的元器件具体值参考下安规要求，温度最难整的一般都是变压器。

2、绝缘耐压测试DC500V，阻值大于100MΩ，初次级打AC3000V时间60S,小于10mA，产线量产可以打AC3600V,6S。建议采用直流电压DC4242打耐压。耐压电流设置10mA，测试过程中测试仪器报警，要检查初次级距离，初级到外壳，次级到外壳距离，能把测试室拉上窗帘更好，能快速找到放电的位置的电火花。

3、对地阻抗，一般要小于0.1Ω，测试条件电流40A。

4、ESD一般要求接触4K,空气8K，有个电阻电容模型问题。一般会把等级提高了打，打到最高的接触8K,空气15K。打ESD时，共模电感底下有放电针的话，放电针会放电。电源的ESD还会在散热器与不同元器件之间打火，一般是距离问题和PCB的layout问题。打ESD打到15K把电源打坏就知道自己做的电源能抗多大的电压，做安规认证时，心里有底。如果客户有要求更高的电压也知道怎么处理。参考EN61000-4-2。

5、EFT这个没有出现过问题2KV。参考EN61000-4-4。

6、雷击，差模1K，共模2K，采用压敏14D471，有输入大电解，走线没有大问题基本PASS。碰到过雷击不过的情况，小功率5W,10W的打挂了，采用能抗雷击的电解电容。单极PFC做反激打挂了MOSFET,在输入桥堆后加入二极管与电解电容串联，电容吸收能量。LED电源打2K与4K的情况，4KV就要采用压敏电阻+GDT的形式。参考EN61000-4-5。

EFT,ESD,SURGE有A,B,C等级。一般要A等级：干扰对电源无影响。

7、低温起机。一般便宜的电源，温度范围是0-45℃，贵的，工业类，或者LED什么的有要求-40℃-60℃，甚至到85℃。-40℃的时候输入NTC增大了N倍，输入电解电容明显不够用了，ESR很大，还有PFC如果用500V的MOSFET也是有点危险的（低温时MOSFET的耐压值变低）。之前碰到过90V输入的时候输出电压跳，或者是LED闪几次才正常起来。增加输入电容容量，改小NTC,增加VCC电容，软启动时间加长，初级限流（输入容量不够，导致电压很低，电流很大，触发保护）从1.2倍放大到1.5倍，IC的VCC绕组增加2T辅助电压抬高；查找保护线路是否太极限，低温被触发（如PFC过压易被触发）。

5传导整改

基本性能和安规基本问题解决掉，剩下个传导和辐射问题。这个时候可以跟客户谈后续价格，自己优化下线路。 跟安规工程师确认安规问题，跟产线的工程师确认后续PCB上元器件是否需要做位置的更改，产线是否方便操作等问题。或者有打AI，过回流焊波峰焊的问题，及时对元器件调整。

1、传导和辐射测试大家看得比较多，论坛里面也讲的多，实际上这个是个砸钱的事情。砸钱砸多了，自然就会了，整改也就快了。能改的地方就那么几个。

1、这个里面看不见的，特别重要的就算是PCB了，有厉害的可以找到PCB上的线，割断，换个走线方式就可以搞掉3个dB,余量就有了。

2、一般看到笔记本电源适配器，接电脑的部分就有个很丑的砣，这个就是个EMI滤波器，从适配器出线的部分到笔记本电脑这么长的距离，可以看成是1条天线，增加一个滤波器，就可以滤除损耗。所以一般开关电源的输出端有一个滤波电感，效果也是一样的。

3、输入滤波电感，功率小的，UU型很好用，功率大的基本用环型和ET型。公司有传导实验室或者传导仪器的倒是可以有想法了就去折腾下。要是要去第三方实验室的就比较痛苦了，光整改材料都要带一堆。滤波电感用高导的10K材料比较好，对传导辐射抑制效果都不错，如果传导差的话，可以改12K,15K的，辐射差的话可以改5K,7K的材质。

4、输入X电容，能用小就用小，主要是占地方。这个要配合滤波电感调整的。

5、Y电容，初次级没有装Y电容，或者Y电容很小的话一般从150K-30M都是飘的，或者飞出限值了的，装个471-222就差不多了。Y电容的接法直接影响传导与辐射的测试数据，一般为初级地接次级的地，也有初级高压，接次级地，或者放2个Y电容初级高压和初级地都接次级的地，没有调好之前谁也说不准的。Y电容上串磁珠，对10MHz以上有效果，但也不全是。每个人调试传导辐射的方法和方式都有差异机种也不同，问题也不同，所以也许我的方法只适合我自己用。无Y方案大部分是靠改变变压器来做的，而且功率不好做大。

6、MOSFET吸收，DS直接顶多能接个221，要不温度就太高了，一般47pF，100pF。RCD吸收，可以在C上串个10-47Ω电阻吸收尖峰。还可以在D上串10-100Ω的电阻，MOSFET的驱动电阻也可以改为100Ω以内。

7、输出二极管的吸收，一般采用RC吸收足够了。

8、变压器，变压器有铜箔屏蔽和线屏蔽，铜箔屏蔽对传导效果好，线屏蔽对辐射效果好。至于初包次，次包初，还有些其他的绕法都是为了好过传导辐射。

9、对于PFC做反激电源的，输入部分还需要增加差模电感。一般用棒形电感，或者铁粉芯的黄白环做。

10、整改传导的时候在10-30MHz部分尽量压低到有15-20dB余量，那样辐射比较好整改。

开关频率一般在65KHz，看传导的时候可以看到65K的倍频位置，一般都有很高的值。 总之：传导的现象可以看成是功率器件的开关引起的振荡在输入线上被放大了显示出来，避免振荡信号出去就要避免高频振荡，或者把高频振荡吸收掉，损耗掉，以至于显示出来的时候不超标。

6辐射整改

1、PCB的走线按照布线规则来做即可。当PCB有空间的时候可以放2个Y电容的位置：初级大电容的+到次级地；初级大电容-到次级地，整改辐射的时候可以调整。

2、对于2芯输入的，Y电容除了上述接法还可以在L,N输入端，保险丝之后接成Y型，再接次级的地，3芯输入时，Y电容可以从输入输出地接到输入大地来测试。

3、磁珠在辐射中间很重要，以前用过的材料是K5A,K5C，磁珠的阻抗曲线与磁芯大小和尺寸有关。如图所示，不同的磁珠对不同的频率阻抗曲线不同。但是都是把高频杂波损耗掉，成了热量（30MHz-500MHz）。一般MOSFET,输出二极管，RCD吸收的D，桥堆，Y电容都可以套磁珠来做测试。

4、输入共模电感：如果是2级滤波，第一级的滤波电感可以考虑用0.5-5mH左右的感量，蝶形绕法，5K-10K材质绕制，第一级对辐射压制效果好。如果是3芯输入，可以在输入端进线处用三层绝缘线在K5A等同材质绕3-10圈，效果巨好。

5、输出共模电感，一般采用高导磁芯5K-10K的材料，特殊情况辐射搞不定也可以改为K5A等同材质。

6、MOSFET，漏极上串入磁珠，输入电阻加大，DS直接并联22-220pF高压瓷片电容可以改善辐射能量，也可以换不同电流值的MOS，或者不同品牌的MOSFET测试。

7、输出二极管，二极管上套磁珠可以改善辐射能量。二极管上的RC吸收也对辐射有影响。也可以换不同电流值来测试，或者更换品牌

8、RCD吸收，C更改容量，R改阻值，D可以用FR107，FR207改为慢管，但是需要注意慢管的温度。RCD里面的C可以串小阻值电阻。

9、VCC的绕组上也有二极管，这个二极管也对辐射影响大，一般采取套磁珠，或者将二极管改为1N4007或者其他的慢管。

10、最关键的变压器。能少加屏蔽就少加屏蔽，没办法的情况也只能改变压器了。变压器里面的铜箔屏蔽对辐射影响大，线屏蔽是最有效果的。一般改不动的时候才去改变压器。

11、辐射整改时的效率。套满磁珠的电源先做测试，PASS的情况，再逐个剪掉磁珠。fail的情况，在输入输出端来套磁环，判断辐射信号是从输入还是输出发射出来的。套了磁环还是fail的话，证明辐射能量是从板子上出来的。这个时候要找实验室的兄弟搞个探头来测试，看看是哪个元器件辐射的能量最大，哪个原件在超出限值的频率点能量最高，再对对应的元件整改。辐射的现象可以看成是功率器件在高速开关情况下，寄生参数引起的振荡在不同的天线上发射出去，被天线接收放大了显示出来，避免振荡信号出去就要避免高频振荡，改变振荡频率或者把高频振荡吸收掉，损耗掉，以至于显示出来值的时候不超标。磁珠的运用有个需要注意的地方，套住MOSFET的时候，MOSFET最好是要打K脚，套入磁珠后点胶固定，如果磁珠松动，可能导电引起MOSFET短路。有空间的情况下尽量采用带线磁珠。

7PCB改版定型与试产

传导辐射整改完成后，PCB可以定型了，最好按照生产的工艺要求来做改善，更新一版PCB，避免生产时碰到问题。

1、验证电源的时刻到了，客户要求，规格书。电源样品拿给测试验证组做测试验证了。之前问题都解决了的话，验证组是没问题的，到时间拿报告就可以了。

2、准备小批量试产，走流程，准备物料，整理BOM与提供样机给生产部同事。

3、准备做认证的材料（保险丝，MOSFET等元器件）与样机以及做认证的关键元器件清单等文档性材料。关键元器件清单里面的元件一般写3个以上的***商。认证号一定要对准，错了的话，后续审厂会有不必要的麻烦。剩下的都是一些基本的沟通问题了。

做认证时碰到过做认证的时候温升超标了的，只能加导热胶导出去。或者提高效率，把传导与辐射的余量放小。这种问题一般是自己做测试时余量留得太少，很难碰到的。

4、一般认证2个月左右能拿到的。2个月的时间足够把试产做好了。

5、试产问题：基本上都是要改大焊盘，插件的孔大小更改，丝印位置的更改等。

6、试产的测试按IPS和产线测试的规章制度完成。碰到过裸板耐压打不过的，原因竟然是把裸板放在绿色的静电皮上操作；也有是麦拉片折痕处贴的胶带磨损了。

7、输入有大电容的电源，需要要求测试的工序里面增加一条，测试完毕给大电容放电的一个操作流程。

8、试产完成后开个试产总结会，试产PASS，PCB可以开模了。量产基本上是不会找到研发工程师了，顶多就是替代料的事宜。

9、做完一个产品，给自己写点总结什么的，其中的经验教训，或者是有点失败的地方，或者是不同IC的特点。项目做多了，自然就会了。 整个开发过程中都是一个团队的协作，所以很厉害的工程师，沟通能力也是很强的，研发一个产品要跟很多部门打交道，技术类的书要看，技术问题也要探讨，同时沟通与礼仪方面的知识也要学习，有这些前提条件，开发起来也就容易多了。

第16篇：开关电源散热设计

散热设计的一些基本原则

从有利于散热的角度出发,印制版最好是直立安装,板与板之间的距离一般不应小于2cm,而且器件在印制版上的排列方式应遵循一定的规则: ·对于采用自由对流空气冷却的设备,最好是将集成电路(或其它器件)按纵长方式排列,如图3示;对于采用强制空气冷却的设备,最好是将集成电路(或其它器件)按横长方式排列. ·同一块印制板上的器件应尽可能按其发热量大小及散热程度分区排列,发热量小或耐热性差的器件(如小信号晶体管、小规模集成电路、电解电容等)放在冷却气流的最上流(入口处),发热量大或耐热性好的器件(如功率晶体管、大规模集成电路等)放在冷却气流最下游. ·在水平方向上,大功率器件尽量靠近印制板边沿布置,以便缩短传热路径;在垂直方向上,大功率器件尽量靠近印制板上方布置,以便减少这些器件工作时对其它器件温度的影响. ·对温度比较敏感的器件最好安置在温度最低的区域(如设备的底部),千万不要将它放在发热器件的正上方,多个器件最好是在水平面上交错布局. ·设备内印制板的散热主要依靠空气流动,所以在设计时要研究空气流动路径,合理配置器件或印制电路板.空气流动时总是趋向于阻力小的地方流动,所以在印制电路板上配置器件时,要避免在某个区域留有较大的空域.整机中多块印制电路板的配置也应注意同样的问题.电子设备散热的重要性

在电子设备广泛应用的今天.如何保证电子设备的长时间可靠运行,一直困扰着工程师们.造成电子设备故障的原因虽然很多,但是高温是其中最重要的因素(其它因素重要性依次是振动Vibration、潮湿Humidity、灰尘Dust),温度对电子设备的影响高达60%.

温度和故障率的关系是成正比的,可以用下式来表示: F = Ae-E/KT 其中: F = 故障率, A=常数 E = 功率

K =玻尔兹曼常量(8.63e-5eV/K) T = 结点温度

随着芯片的集成度、功率密度的日愈提高,芯片的温度越来越成为系统稳定工作、性能提升的绊脚石.作为一个合格的电子产品设计人员,除了成功实现产品的功能之外,还必须充分考虑产品的稳定性、工作寿命,环境适应能力等等.而这些都和温度有着直接或间接的关系.数据显示,45%的电子产品损坏是由于温度过高.可见散热设计的重要性. 如何对产品进行热设计,首先我们可以从芯片厂家提供的芯片Datasheet为判断的基础依.如何理解Datasheet的相关参数呢?下面将对Datasheet中常用的热参数逐一说明.

一、Datasheet中和散热有关的几个重要参数

P--芯片功耗,单位W(瓦).功耗是热量产生的直接原因.功耗大的芯片,发热量也一定大.

Tc--芯片壳体温度,单位℃.

Tj--结点温度,单位℃.随着结点温度的提高,半导体器件性能将会下降.结点温度过高将导致芯片工作不稳定,系统死机,最终芯片烧毁.

Ta--环境温度,单位℃.

Tstg--存储温度,单位℃.芯片的储存温度.

Rja/θja--结点到环境的热阻,单位℃/W.

Rjc/θjc--结点到芯片壳的热阻,单位℃/W

Ψjt--可以理解为结点到芯片上表面的热阻.当芯片热量只有部分通过上壳散出的时候的热阻参数.

LFM--风速单位,英尺/分钟.提供最大Ta、Tj、P--早期的芯片Datasheet一般都是这种.理论上我们只需要保证芯片附近的环境温度不超过这个指标就可以保证芯片可以正常工作.但是实际并非如此.Ta这个参数是按照JEDEC标准测试而得.JEDEC标准是这样定义的:把芯片置于一块3X4.5英寸的4层PCB中间,环境温度测试探头距离这块PCB的板边缘12英寸.可见我们产品几乎不可能满足这种测试条件.因此,Ta在这里对我们来说,没什么意义.在这种情况下保守的做法是:保证芯片的壳体温度Tc﹤Ta-max,一般来说芯片是可以正常工作的.>br> 直接提供Tc-max--这种情况相对较少,处理也相对简单.只需保证Tc﹤Tc-max即可.>br> 提供Tj、Rjc/θjc、P--近2年来,随着热设计的重要性不断提高,大部分的芯片资料都会提供上述参数.基本公式如下: Tj=Tc+Rjc*P

只要保证Tj﹤Tj-max即可保证芯片正常工作.

归根结底,我们只要能保证芯片的结点温度不超过芯片给定的最大值,芯片就可以正常工作.如何判断芯片是否需要增加散热措施

第一步:搜集芯片的散热参数.主要有:P、Rja、Rjc、Tj等

第二步:计算Tc-max:Tc-max=Tj- Rjc*P

第三步:计算要达到目标需要的Rca:Rca=(Tc-max-Ta)/P

第四步:计算芯片本身的Rca’:Rca’=Rja-Rjc

如果Rca大于 Rca’,说明不需要增加额外的散热措施.

如果Rca小于Rca’,说明需要增加额外的散热措施.比如增加散热器、增加风扇等等.

如前所述,Rja不能用于准确的计算芯片的温度,所以这种方法只能用于简单的判断.而不能用于最终的依据.下面举一个简单的例子: 例:某芯片功耗——1.7W;Rja——53℃/W;Tj——125℃;Rjc——25℃/W,芯片工作的最大环境温度是50℃.判断该芯片是否需要加散热器,散热器热阻是多少.

Tc-max=Tj- Rjc*P =125℃-25℃/W*1.7W

=82.5℃

Rca=(Tc-max-Ta)/P =(82.5-50)1.7 =19.12℃/W

Rca’=Rja-Rjc =53-25 =28℃/W

Rca小于Rca’,所以需要增加散热器.

散热器的热阻假设为Rs,则有: Rs//Rca’小于Rca Rs*28/(Rs+28)小于19.12 Rs小于60.29℃/W

所以选用的散热器热阻必须小于60.29℃/W.

在普通的数字电路设计中,我们很少考虑到集成电路的散热,因为低速芯片的功耗一般很小,在正常的自然散热条件下,芯片的温升不会太大.随着芯片速率的不断提高,单个芯片的功耗也逐渐变大,例如:Intel的奔腾CPU的功耗可达到 25W.当自然条件的散热已经不能使芯片的温升控制在要求的指标之下时,就需要使用适当的散热措施来加快芯片表面热的释放,使芯片工作在正常温度范围之内. 通常条件下,热量的传递包括三种方式:传导、对流和辐射.传导是指直接接触的物体之间热量由温度高的一方向温度较低的一方的传递,对流是借助流体的流动传递热量,而辐射无需借助任何媒介,是发热体直接向周围空间释放热量.在实际应用中,散热的措施有散热器和风扇两种方式或者二者的同时使用.散热器通过和芯片表面的紧密接触使芯片的热量传导到散热器,散热器通常是一块带有很多叶片的热的良导体,它的充分扩展的表面使热的辐射大大增加,同时流通的空气也能带走更大的热能.风扇的使用也分为两种形式,一种是直接安装在散热器表面,另一种是安装在机箱和机架上,提高整个空间的空气流速.与电路计算中最基本的欧姆定律类似,散热的计算有一个最基本的公式: 温差 = 热阻 × 功耗

在使用散热器的情况下,散热器与周围空气之间的热释放的\"阻力\"称为热阻,散热器与空气之间\"热流\"的大小用芯片的功耗来代表,这样热流由散热器流向空气时由于热阻的存在,在散热器和空气之间就产生了一定的温差,就像电流流过电阻会产生电压降一样.同样,散热器与芯片表面之间也会存在一定的热阻.热阻的单位为℃/W.选择散热器时,除了机械尺寸的考虑之外,最重要的参数就是散热器的热阻.热阻越小,散热器的散热能力越强.风冷散热原理

从热力学的角度来看,物体的吸热、放热是相对的,凡是有温度差存在时,就必然发生热从高温处传递到低温处,这是自然界和工程技术领域中极普遍的一种现象.而热传递的方式有三种:辐射、对流、传导,其中以热传导为最快.我们要讨论的风冷散热,实际上就是强制对流散热. 对流换热是指流体与其相接触的固体表面或流体,而这具有不同温度时所发生的热量转移过程.热源将热量以热传导方式传至导热导热介质,再由介质传至散热片基部,由基部将热量传至散热片肋片并通过风扇与空气分子进行受迫对流,将热量散发到空气中.风扇不断向散热片吹入冷空气,流出热空气,完成热的散热过程. 对流换热即受导热规律的支配,又受流体流动规律的支配,属于一种复杂的传热过程,表现在对流换热的影响因素比较多.1．按流体产生流动的原因不同,可分为自然对流和强制对流.2．按流动性质来区分,有层流和紊流之别.流体从层流过渡到紊流是由于流动失去稳定性的结果.一般以雷诺数(Re)的大小,作为层流或紊流的判断依据.3．流体的物性对对流换热的影响.例如,粘度、密度、导热系数、比热、导温系数等等,它们随流体不同而不同,随温度变化而变化,从而改变对流换热的效果.4．换热表面的几何条件对对流换热的影响.其中包括: 1)管道中的进口、出口段的长度,形状以及流道本身的长度等; 2)物体表面的几何形状,尺寸大小等; 3)物体表面,如管道壁面、平板表面等的粗糙程度; 4)物体表面的位置(平放、侧放、垂直放置等)以及流动空间的大小.5．流体物态改变的影响.6．换热面的边界条件,如恒热流、恒壁温等,也会影响对流换热.7.风量和温度的关系 T＝Ta+1.76P/Q 式中

Ta--环境温度,℃ P--整机功率,W Q--风扇的风量,CFM T--机箱内的温度,℃

举一个电路设计中热阻的计算的例子: 设计要求: 芯片功耗: 20瓦

芯片表面不能超过的最高温度: 85℃

环境温度(最高): 55℃ 计算所需散热器的热阻.实际散热器与芯片之间的热阻很小,取01℃/W作为近似.则

(R + 0.1)× 20W = 85℃ - 55℃

得到 R = 1.4 ℃/W

只有当选择的散热器的热阻小于1.4℃/W时才能保证芯片表面温度不会超过85℃.

使用风扇能带走散热器表面大量的热量,降低散热器与空气的温差,使散热器与空气之间的热阻减小.因此散热器的热阻参数通常用一张表来表示.如下例: 风速(英尺/秒) 热阻(℃/W) 0 3.5 100 2.8 200 2.3 300 2.0 400 1.8 PCB表面贴装电源器件的散热设计

以Micrel公司表贴线性稳压器为例,介绍如何在仅使用一个印制电路板的铜铂作为散热器时是否可以正常工作.1.系统要求: VOUT=5.0V;VIN(MAX)=9.0V;VIN(MIN)=5.6V;IOUT=700mA;运行周期=100%;TA=50℃

根据上面的系统要求选择750mA MIC2937A-5.0BU稳压器,其参数为: VOUT=5V±2%(过热时的最坏情况) TJ MAX=125℃.采用TO-263封装,θJC=3℃/W; θCS≈0℃/W(直接焊接在电路板上).

2.初步计算: VOUT(MIN)=5V-5×2%=4.9V

PD=(VIN(MAX)-VOUT(MIN))+IOUT+(VIN(MAX)×I)=[9V-4.9V]×700mA+(9V×15mA)=3W 温度上升的最大值, ΔT=TJ(MAX)-TA = 125℃-50℃=75℃;热阻θJA(最坏情况):ΔT/PD=75℃/3.0W=25℃/W.

散热器的热阻, θSA=θJA-(θJC+θCS);θSA=25-(3+0)=22℃/W(最大).

3.决定散热器物理尺寸: 采用一个方形、单面、水平具有阻焊层的铜箔散热层与一个有黑色油性涂料覆盖的散热铜箔,并采用1.3米/秒的空气散热的方案相比较,后者的散热效果最好.

采用实线方案,保守设计需要5,000mm2的散热铜箔,即71mm×71mm(每边长2.8英寸)的正方形.

4.采用SO-8和SOT-223封装的散热要求:

在下面的条件下计算散热面积大小:VOUT=5.0V;VIN(MAX)=14V;VIN(MIN)=5.6V;IOUT=150mA;占空比=100%;TA=50℃.在允许的条件下,电路板生产设备更容易处理双列式SO-8封装的器件.SO-8能满足这个要求吗?采用MIC2951-03BM(SO-8封装),可以得到以下参数: TJ MAX=125℃;θJC≈100℃/W.

5.计算采用SO-8封装的参数: PD=[14V-5V]×150mA+(14V×8mA)=1.46W; 升高的温度=125℃-50℃=75℃; 热阻θJA(最坏的情况): ΔT/PD=75℃/1.46W=51.3℃/W; θSA=51-100=-49℃/W(最大).

显然,在没有致冷条件下,SO-8不能满足设计要求.考虑采用SOT-223封装的MIC5201-5.0BS调压器,该封装比SO-8小,但其三个引脚具有很好的散热效果.选用MIC5201-3.3BS,其相关参数如下: TJ MAX=125℃

SOT-223的热阻θJC=15℃/W

θCS=0 ℃/W(直接焊在线路板上的) .

6.计算采用SOT-223封装的结果:

PD=[14V-4.9V]×150mA+(14V×1.5mA)=1.4W 上升温度=125℃-50℃=75℃; 热阻θJA(最坏的情况): ΔT/PD=75℃/1.4W=54℃/W;

θSA=54-15=39℃/W(最大).根据以上的数据,参考图1,采用1,400 mm2的散热铜箔(边长1.5英寸的正方形)可以满足设计要求.

以上的设计结果可以作为粗略的参考,实际设计中需要了解电路板的热特性,得出更准确、满足实际设计的结果.散热器材料的选择: 散热片的制造材料是影响效能的重要因素,选择时必须加以注意!目前加工散热片所采用的金属材料与常见金属材料的热传导系数: 金 317 W/mK 银 429 W/mK 铝 401 W/mK 铁 237 W/mK 铜 48 W/mK AA6061型铝合金 155 W/mK AA6063型铝合金 201 W/mK ADC12型铝合金 96 W/mK AA1070型铝合金 226 W/mK AA1050型铝合金 209 W/mK 热传导系数的单位为W/mK,即截面积为1平方米的柱体沿轴向1米距离的温差为1开尔文(1K＝1℃)时的热传导功率. 热传导系数自然是越高越好,但同时还需要兼顾到材料的机械性能与价格.热传导系数很高的金、银,由于质地柔软、密度过大、及价格过于昂贵而无法广泛采用;铁则由于热传导率过低,无法满足高热密度场合的性能需要,不适合用于制作计算机空冷散热片.铜的热传导系数同样很高,可碍于硬度不足、密度较大、成本稍高、加工难度大等不利条件,在计算机相关散热片中使用较少,但近两年随着对散热设备性能要求的提高,越来越多的散热器产品部分甚至全部采用了铜质材料.铝作为地壳中含量最高的金属,因热传导系数较高、密度小、价格低而受到青睐;但由于纯铝硬度较小,在各种应用领域中通常会掺加各种配方材料制成铝合金,寄此获得许多纯铝所不具备的特性,而成为了散热片加工材料的理想选择.

各种铝合金材料根据不同的需要,通过调整配方材料的成分与比例,可以获得各种不同的特性,适合于不同的成形、加工方式,应用于不同的领域.上表中列出的5种不同铝合金中:AA6061与AA6063具有不错的热传导能力与加工性,适合于挤压成形工艺,在散热片加工中被广为采用.ADC12适合于压铸成形,但热传导系数较低,因此散热片加工中通常采用AA1070铝合金代替,可惜加工机械性能方面不及ADC12.AA1050则具有较好的延展性,适合于冲压工艺,多用于制造细薄的鳍片.风扇的选择: 风扇是风冷散热器中必不可少的组成部分,对散热效果起着至关重要的作用,是散热器中唯一的主动部件;同时,更对散热器的工作噪音有着决定性的影响.风扇在散热中的职责为:凭借自身的导流作用,令空气以一定的速度、一定的方式通过散热片,利用空气与散热片之间的热交换带走其上堆积的热量,从而实现“强制对流”的散热方式. 散热片即使结构再复杂,也只是一个被动的热交换体;因此,一款风冷散热器能否正常“工作”,几乎完全取决于风扇的工作状态.在不改变散热器结构与其它组成部分的情况下,仅仅是更换更加合适、强劲的风扇,也可以令散热效果获得大幅度的提升;反之,如果风扇搭配不合适或不够强劲,则会使风冷散热器效能大打折扣,令散热片与整体设计上的优点被埋没于无形;更有甚者,由于风扇是风冷散热器中唯一确实“工作”的部分,它本身的故障也就会导致散热器整体的故障,令其丧失大部分的散热性能,进而引起系统的不稳定或当机,甚至因高温而烧毁设备. 风扇可分为:含油轴承、单滚珠轴承、双滚珠轴承、液压轴承、来福轴承、Hypro轴承、磁悬浮轴承、纳米陶瓷轴承等,下面是其性能比较表

从由表中可以看出,轴承技术对风扇的性能、噪音、寿命起着重要的决定性作用,实际选购风扇时必须加以注意.通常可根据性能、噪音、寿命以及价格四方面要求综合考虑:

1.性能不高,噪音小,价格低,含油轴承是唯一的选择,但寿命较短,使用一段时间后噪音可能会逐渐增大,需做好维护或更换的心理准备. 2.性能强悍,寿命长,价格不高,滚珠轴承是不二之选,但需忍受其工作时产生的较大噪音. 3.性能与噪音都没有特殊要求,但希望寿命长,价格不高,来福、Hypro轴承等含油轴承的改进型均是值得考虑的选择. 4.性能好,噪音低,寿命长,如此便不能对价格提出进一步的要求了,只要资金充足,液压、精密陶瓷等特色轴承技术都可列入选择范围之内. 5.对静音与寿命要求极高,磁悬浮轴承是仅有的选择,只是性能不佳,价格过高.

第17篇：开关电源 文献综述

开关电源

---文献综述

引言

在计算机，电子仪表和通讯系统中应用极为广泛的开关电源，在近半个世纪的发展过程中，因具有轻小，高效等优点而逐渐取代传统技术制造的连续工作电源，成为电子电源中的主流产品。人们在开关电源的技术领域里，一边开发相关电子技术，一边开发新型功率材料和元器件，两者相互促进推动着开关电源向轻小薄低噪声高可靠抗干扰方向发展，每年超过两位数的增长率。

开关电源分为AC/DC和DC/AC两大类。主要应用于计算机，通讯办公室，控制设备，电子仪器等投资类产品及电视机，摄像机，VCD，电子游戏机等消费类产品。目前全球开关电源制造商约500家。据国外专家预计，世界开关电源的销量额将由1992年的84亿美元猛增至1999年得166亿美元，刺激开关电源市场进一步扩大并将继续推动开关电源技术进步的主要用户是计算机及外围设备，另外，快速发展的通讯及消费市场也正逐渐引起开关电源制造商的关注。因此，研究开关电源是非常有必要的，对于我们以后的发展是很有帮助的。

因此，本文将围绕开关电源的高效性，可靠性，模块化，稳定性，低噪声，抗电磁干扰及应用等方面展开详细论述，论述是将借鉴近年来大量的文献，以此增加说服力。 正文

开关电源的功率和效率问题

为了使开关电源轻，小，薄，高频化（开关电源频率达兆赫级）是必然发展趋势。而高频化有必然使传统的PWM开关功耗加大，效率降低，噪声也提高了，达不到高频，高效的预期效益，因此实现零电压导通，零电流关断软开关技术成为开关电源的主流。采用软开关技术可使效率达到85%~88%。

开关电源是电源的发展方向，但是开关电源功率因数很低，它的输入电流波形严重畸变，所含谐波对电网有干扰，股提高功率因数，抑制谐波，减小对电网的干扰是重要的课题。通常抑制谐波，改善功率因数的三种常用方法是串联谐振滤波器，并联谐振滤波器，升压式变换器。其中有源式升压式变换器是提高功率因数的最好的方法。

高可靠性

开关电源比连续工作电源使用的元器件多数十倍，因此降低了可靠性。从寿命角度出发，电解电容器，光耦合器及排风扇等的寿命决定着电源的寿命。追求寿命的延长要从设计方面着手，而不是依赖于用方。大部分通过降低结温，减少器件的电应力，降低运行电流等措施使其DC/DC开关电源系列产品的可靠性大大提高，产品平均无故障工作时间高达1000000h以上。

稳定性

开关电源设计重点有两点：一是磁路设计，二是稳定性设计，重点解决的是输出电压的品质问题。稳定型设计的好坏直接决定开关电源启动特性，输入电压越变响应特性，负载跃变响应特性，高低温稳定性，生产和调试难易度。解决控制环路稳定性的方法有一，分析法，在总体分析时，要求所有的参数要精确地等于规定值是不可能的，尤其是电感值，在整个电流变化范围内，电感值不可能保持常数。二，经验法 这种方法是控制环路采用具有低频主导极点的过补偿控制放大器组成闭路来获得初始稳定性。然后采用瞬时脉冲负载方法来补偿网络进行动态优化，这种方法快而有效。

抗电磁干扰能力

开关电源产生的对外干扰，如电源线谐波电流，电源线传导干扰等，可以用减小抗干扰源方法解决。开关电源的电磁干扰抑制措施主要有：（1）屏蔽技术，利用屏蔽技术来阻挡或减小电磁能量传输的一种重要技术，在开关电源中，可发出电磁波的原件是指变压器，电感器，功率器件等，通常在其周围用铜板或铁板作为屏蔽等。（2）EMI滤波，在抑制开关电源传导干扰方面，具有明显效果由于电源线中同时存在共模干扰和差模干扰，所以滤波器有共模和差模滤波电路综合构成。(3)接地技术，为电路或系统提供一个零电位参考点，接地有三种基本类型：安全接地，工作接地，屏蔽接地。安全接地是以安全为目的的保护地线，常与金属机壳机架连接。工作接地是指为设备中各个电路提供稳定的零点电位。为了抑制干扰，电缆，变压器等屏蔽需要接地，相应的称为屏蔽地线。 开关电源的应用

一 电视用高压开关电源设计 一种用于数字彩电的小功率高压开关电源的基本工作原理，该开关电源采用了高压发生电路与行扫描相分离的独立结构。独立振荡器产生的开关信号提供给开关管，推动高压变压输出CRT管所需要的阳极高压，并通过对阳极高压取样，控制振荡信号频率，以达到稳定高压的目的，彻底解决了大屏幕显像管所需的阳极高压及其稳定性问题。这种设计在阳极高压为30KV，输出电流在2.5mA时，阳极电压跌落在0.3KV以下，该开关电源具有体积小，输出高压稳定的特点，特别适用于CRT管数字彩电显像管阳极所需高压或高压稳定性要求较高的设备。

二

利用开关电源解决侧色色差计的稳定性问题

国产测量仪器长期以来一直存在着稳定性与可靠性差的问题。传统的解决方法是采用串联型稳压电源但其效率低，存在着体积大且笨重的工频变压器，发热多散热慢。开关稳压电路主要有开关调整管，储能变压器，稳压控制电路，激励脉冲产生电路组成，它直接丈220V/50Hz交流电整流成约300V的直流电压，然后进行直流—直流变换，丈300V直流电压变换成各种所需值得直流输出电压。根据测色色差计的要求，选择自激式开关稳压电源，即RCC式变换电路。这种电路适合50W以下输出容量的电源，而采用自激式，无需振荡电路，元件少结构简单。在开关电源的工作下，解决了长期以来测色色差计在的难题，使其成为了一个实用，可靠且较为先进的测色计量仪器。

文献综述结论

开关电源的未来发展特别光明，开关电源正接近成为理想电源，现在新格式的数码音源和数字放大器发展很快，必将成为未来的主流。而数字功放的核心就是开关放大电路，自然而然就只有开关电源能与之门当户对了。从特征和潜力来看门开关电源是有可能成为我们心目中的理想电源的。它具有高能，高效，低失真，低内阻，高精度，高稳定度，等优点，必将成为未来电源的流。 参考文献

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[

外

文

期

刊

]

2001(01)

DOI:10.1016/S0042-207X(00)00455-3

第18篇：开关电源的测试

开关电源的测试

良好的开关电源必须符合所有功能规格、保护特性、安全规范（如UL、CSA、VDE、DEMKO、SEMKO，长城等等之耐压、抗燃、漏电流、接地等安全规格）、电磁兼容能力（如FCC、CE等之传导与幅射干扰）、可靠性（如老化寿命测试）、及其他之特定需求等。

开关电源包括下列之型式：

·AC-DC：如个人用、家用、办公室用、工业用(电脑、周边、传真机、充电器) ·DC-DC：如可携带式产品(移动电话、笔计本电脑、摄影机，通信交换机二次电源) ·DC-AC：如车用转换器(12V～115/230V)、通信交换机振铃信号电源 ·AC-AC：如交流电源变压器、变频器、UPS不间断电源

开关电源的设计、制造及品质管理等测试需要精密的电子仪器设备来模拟电源供应器实际工作时之各项特性(亦即为各项规格)，并验证能否通过。开关电源有许多不同的组成结构(单输出、多输出、及正负极性等)和输出电压、电流、功率之组合，因此需要具弹性多样化的测试仪器才能符合众多不同规格之需求。

电气性能(Electrical Specifications)测试 当验证电源供应器的品质时，下列为一般的功能性测试项目，详细说明如下：

一、功能(Functions)测试：

·输出电压调整(Hold-on Voltage Adjust) ·电源调整率(Line Regulation) ·负载调整率(Load Regulation) ·综合调整率(Conmine Regulation) ·输出涟波及杂讯(Output Ripple & Noise, RARD) ·输入功率及效率(Input Power, Efficiency) ·动态负载或暂态负载(Dynamic or Transient Response) ·电源良好/失效(Power Good/Fail)时间

·起动(Set-Up)及保持(Hold-Up)时间 此项测试系用来验证电源供应器在最恶劣之电源电压环境下

常规功能(Functions)测试

A.输出电压调整：

当制造开关电源时，第一个测试步骤为将输出电压调整至规格范围内。此步骤完成后才能确保后续的规格能够符合。 通常，当调整输出电压时，将输入交流电压设定为正常值(115Vac或230Vac)，并且将输出电流设定为正常值或满载电流，然后以数字电压表测量电源供应器的输出电压值并调整其电位器(VR)直到电压读值位于要求之范围内。 B.电源调整率：

电源调整率的定义为电源供应器于输入电压变化时提供其稳定输出电压的能力。，如夏天之中午(因气温高，用电需求量最大)其电源电压最低；又如冬天之晚上(因气温低，用电需求量最小)其电源电压最高。在前述之两个极端下验证电源供应器之输出电源之稳定度是否合乎需求之规格。 为精确测量电源调整率，需要下列之设备：

·能提供可变电压能力的电源，至少能提供待测电源供应器的最低到最高之输入电压范围，（KIKUSUI PCR系列电源能提供0--300VAC 5-1000Hz 的稳定交流电源，0---400V DC的直流电源）。 ·一个均方根值交流电压表来测量输入电源电压，众多的数字功率计能精确计量V A W PF。 ·一个精密直流电压表，具备至少高于待测物调整率十倍以上，一般应用5位以上高精度数字表。 ·连接至待测物输出的可变电子负载。

* 测试步骤如下：于待测电源供应器以正常输入电压及负载状况下热机稳定后，分别于低输入电压(Min)，正常输入电压(Normal)，及高输入电压(Max)下测量并记录其输出电压值。

电源调整率通常以一正常之固定负载(Nominal Load)下，由输入电压变化所造成其输出电压偏差率(deviation)的百分比，如下列公式所示：

V0(max)-V0(min) / V0(normal) 电源调整率亦可用下列方式表示之：于输入电压变化下，其输出电压之偏差量须于规定之上下限范围内，即输出电压之上下限绝对值以内。 C.负载调整率：

负载调整率的定义为开关电源于输出负载电流变化时，提供其稳定输出电压的能力。此项测试系用来验证电源在最恶劣之负载环境下，如个人电脑内装置最少之外设卡且硬盘均不动作(因负载最少，用电需求量最小)其负载电流最低和个人电脑内装置最多之外设卡且硬盘在动作(因负载最多，用电需求量最大)其负载电流最高的两个极端下验证电源供应器之输出电源之稳定度是否合乎需求之规格。 * 所需的设备和连接与电源调整率相似，唯一不同的是需要精密的电流表与待测电源供应器的输出串联。示：

测试步骤如下：于待测电源供应器以正常输入电压及负载状况下热机稳定后，测量正常负载下之输出电压值，再分别于轻载(Min)、重载(Max)负载下，测量并记录其输出电压值(分别为Vmax与Vmin)，负载调整率通常以正常之固定输入电压下，由负载电流变化所造成其输出电压偏差率的百分比，如下列公式所示：

V0(max)-V0(min) / V0(normal) 负载调整率亦可用下列方式表示：于输出负载电流变化下，其输出电压之偏差量须于规定之上下限电压范围内，即输出电压之上下限绝对值以内。 D.综合调整率：

综合调整率的定义为电源供应器于输入电压与输出负载电流变化时，提供其稳定输出电压的能力。这是电源调整率与负载调整率的综合，此项测试系为上述电源调整率与负载调整率的综合，可提供对电源供应器于改变输入电压与负载状况下更正确的性能验证。 综合调整率用下列方式表示：于输入电压与输出负载电流变化下，其输出电压之偏差量须于规定之上下限电压范围内(即输出电压之上下限绝对值以内)或某一百分比界限内。

E.输出杂讯(PARD)：

输出杂讯(PARD)系指于输入电压与输出负载电流均不变的情况下，其平均直流输出电压上的周期性与随机性偏差量的电压值。输出杂讯是表示在经过稳压及滤波后的直流输出电压上所有不需要的交流和噪声部份(包含低频之50/60Hz电源倍频信号、高于20 KHz之高频切换信号及其谐波，再与其它之随机性信号所组成))，通常以mVp-p峰对峰值电压为单位来表示。 一般的开关电源的规格均以输出直流输出电压的1%以内为输出杂讯之规格，其频宽为20Hz到20MHz(或其它更高之频宽如100MHz等)。 开关电源实际工作时最恶劣的状况(如输出负载电流最大、输入电源电压最低等)，若电源供应器在恶劣环境状况下，其输出直流电压加上杂讯后之输出瞬时电压，仍能够维持稳定的输出电压不超过输出高低电压界限情形，否则将可能会导致电源电压超过或低于逻辑电路(如TTL电路)之承受电源电压而误动作，进一步造成死机现象。

例如5V输出，其输出杂讯要求为50mV以内(此时包含电源调整率、负载调整率、动态负载等其它所有变动，其输出瞬时电压应介于4.75V至5.25V之间，才不致引起TTL逻辑电路之误动作)。在测量输出杂讯时，电子负载的PARD必须比待测之电源供应器的PARD值为低，才不会影响输出杂讯之测量。同时测量电路必须有良好的隔离处理及阻抗匹配，为避免导线上产生不必要的干扰、振铃和驻波，一般都采用双同轴电缆并以50Ω于其端点上，并使用差动式量测方法(可避免地回路之杂讯电流)，来获得正确的测量结果，日本计测KEISOKU GEIKEN 的PARD 测试仪具备此种功能。 F.输入功率与效率：

电源供应器的输入功率之定义为以下之公式：

True Power = Pav(watt) = V1 Ai dt = Vrms x Arms x Power Factor 即为对一周期内其输入电压与电流乘积之积分值，需注意的是Watt≠VrmsArms而是Watt=VrmsArmsxP.F.，其中P.F.为功率因素(Power Factor)，通常电源供应器的功率因素在0.6～0.7左右，而大功率之电源供应器具备功率因素校正器者，其功率因素通常大于0.95，当输入电流波形与电压波形完全相同时，功率因素为1，并依其不相同之程度，其功率因素为1～0之间。 电源供应器的效率之定义为：

ΣVout x lout / True Power (watts) 即为输出直流功率之总和与输入功率之比值。通常个人电脑用电源供应器之效率为65%～80%左右。效率提供对电源供应器正确工作的验证，若效率超过规定范围，即表示设计或零件材料上有问题，效率太低时会导致散热增加而影响其使用寿命。 由于近年来对于环保及能源消耗愈来愈重视，如电脑能源之星「Energy Star」对开关电源之要求：于交流输入功率为30Wrms时，其效率需为60%以上(即此时直流输出功率必须高于18W)；又对于ATX架构开关电源于直流失能(DC Disable)状态其输入功率应不大于5W。因此交流功率测试仪表需要既精确又范围宽广，才能合乎此项测试之需求。 G.动态负载或暂态负载

一个定电压输出的电源，于设计中具备反馈控制回路，能够将其输出电压连续不断地维持稳定的输出电压。由于实际上反馈控制回路有一定的频宽，因此限制了电源供应器对负载电流变化时的反应。若控制回路输入与输出之相移于增益(Unity Gain)为1时，超过180度，则电源供应器之输出便会呈现不稳定、失控或振荡之现象。实际上，电源供应器工作时的负载电流也是动态变化的，而不是始终维持不变(例如硬盘、软驱、CPU或RAM动作等)，因此动态负载测试对电源供应器而言是极为重要的。可编程序电子负载可用来模拟电源供应器实际工作时最恶劣的负载情况，如负载电流迅速上升、下降之斜率、周期等，若电源供应器在恶劣负载状况下，仍能够维持稳定的输出电压不产生过高激(Overshoot)或过低(Undershoot)情形，否则会导致电源之输出电压超过负载组件(如TTL电路其输出瞬时电压应介于4.75V至5.25V之间，才不致引起TTL逻辑电路之误动作)之承受电源电压而误动作，进一步造成死机现象。 H.电源良好/失效时间(Power Good、Power Fail或Pok)

电源良好信号，简称PGS(Power Good Signal或Pok High)，是电源送往电脑系统的信号，当其输出电压稳定后，通知电脑系统，以便做开机程序之 C 而电源失效信号(Power Fail或Pok Low)是电源供应器表示其输出电压尚未达到或下降超过于一正常工作之情况。 以上通常由一「PGS」或「Pok」信号之逻辑改变来表示，逻辑为「1或High」时，表示为电源良好(Power Good)，而逻辑为「0或Low」时，表示为电源失效(Power Fail)，请叁考图5之时序图：

电源的电源良好(Power Good)时间为从其输出电压稳定时起到PGS信号由0变为1的时间，一般值为100ms到2000ms之间。 电源的电源失效(Power Fail)时间为从PGS信号由由1变为0的时间起到其输出电压低于稳压范围的时间，一般值为1ms以上。日本计测KEISOKU GEIKEN 的电子负载可直接测量电源良好与电源失效时间，并可设定上下限，做为是否合格的判别。

I.启动时间(Set-Up Time)与保持时间(Hold-Up Time)

启动时间为电源供应器从输入接上电源起到其输出电压上升到稳压范围内为止的时间，以一输出为5V的电源供应器为例，启动时间为从电源开机起到输出电压达到4.75V为止的时间。

保持时间为电源供应器从输入切断电源起到其输出电压下降到稳压范围外为止的时间，以一输出为5V的电源供应器为例，保持时间为从关机起到输出电压低于4.75V为止的时间，一般值为17ms或20ms以上，以避免电力公司供电中于少了半周或一周之状况下而受影响。

启动时间与保持时间的时序如图6所示。

I.其它

·Power Up delay：+5/3.3V 的上升时间(由10%上升到90%电压之时间)

·Remote ON/OFF Control：遥控「开」或「关」之控制

·Fan Speed Control/Monitor：散热风扇之转速「控制」及「监视」

二、保护动作(Protections)测试：

·过电压保护(OVP, Over Voltage Protection) ·短路保护(Short) ·过电流保护(OCP, Over Current Protection) ·过功率保护(OPP, Over Power Protection) 保护功能测试

A.过电压保护(OVP)测试

当电源供应器的输出电压超过其最大的限定电压时，会将其输出关闭(Shutdown)以避免损坏负载之电路组件，称为过电压保护。过电压保护测试系用来验证电源供应器当出现上述异常状况时(当电源供应器内部之回授控制电路或零件损坏时，有可能产生异常之输出高电压)，能否正确地反应。 过电压保护功能对于一些对电压敏感的负载特别重要，如CPU、记忆体、逻辑电路等，因为这些贵重组件若因工作电压太高，超过其额定值时，会导致永久性的损坏，因而损失惨重。电源供应器于过电压情形发生时，其输出电压波形如图7所示。 B.短路保护测试

当电源供应器的输出短路时，则电源供应器应该限制其输出电流或关闭其输出，以避免损坏。短路保护测试是验证当输出短路时可能是配线连接错误，或使用电源之组件或零组件故障短路所致，电源供应器能否正确地反应。 C.过电流保护OCP测试

当电源供应器的输出电流超过额定时，则电源供应器应该限制其输出电流或关闭其输出，以避免负载电流过大而损坏。又若电源供应器之内部零件损坏而造成较正常大的负载电流时，则电源供应器也应该关闭或限制其输出，以避免损坏或发生危险。过电流保护测试是验证当上述任一种状况发生时，电源供应器能否正确地反应。

D.过功保护测试当电源的输出功率可为单一输出或多组输出超过额定时，则电源应该限制其输出功率或关闭其输出，以避免负载功率过大而损坏或发生危险。又若电源内部零件损坏而造成较正常大的负载功率时，则电源也应该关闭或限制其输出，以避免损坏。过功率保护测试是验证当上述任一种状况发生时，电源能否正确地反应。本项测试通常包含两组或数组输出功率之功率限制保护，因此较上述单一输出之保护测试、、等稍具变化。

三、安全(Safety)规格测试：

·输入电流、漏电电流等

·耐压绝缘: 电源输入对地，电源输出对地；电路板线路须有安全间距。 ·温度抗燃：零组件需具备抗燃之安全规格，工作温度须于安全规格内。 ·机壳接地：需于0.1欧姆以下，以避免漏电触电之危险。 ·变压输出特性：开路、短路及最大伏安(VA)输出

四、异常测试：散热风扇停转、电压选择开关设定错误

五、电磁兼容(Electromagnetic Compliance)测试：

电源供应器需符合CISPR

22、CLASS B之传导与幅射的4dB馀裕度，电源供应器需在以下三种负载状况下测试： 每个输出为空载、每个输出为50%负载、每个输出为100%负载。 ·传导干扰/免疫：经由电源线之传导性干扰/免疫 ·幅射干扰/免疫：经由磁场之幅射性干扰/免疫

六、可靠性(Reliability)测试：

老化寿命测试：高温(约50-60度)及长时间(约8-24小时)满载测试。

七、其它测试： ·ESD：Electrostatic Discharge静电放电(人或物体经由直接接触或间隔放电引起)在2-15KV之ESD脉波下， 待测物之每个表面区域应执行连续20次的静电放电测试，电源供应器之输出需继续工作而不会产生突波(Glitch) 或中断(Interrupt)，直接ESD接触时不应造成过激(Overshoot)或欠激(Undershoot)之超过稳压范围的状况、及过电压保护(OVP)、过电流保护(OCP)等。另外，于ESD放电电压在高达25KV下，应不致造成组件故障(Failure)。

·EFT：Electrical Fast Transient or burst一串切换杂讯经由电源线或I/O线路之传导性干扰(由供电或建筑物内引起)。

·Surge：经由电源线之高能量暂态杂讯干扰(电灯之闪动引起)。

·VD/I：Dips and Interrupts电源电压下降或中断(电力分配系统之故障或失误所引起，例如供电过载或空气开关跳动所引起) ·Inrush: 开机输入冲击电流，开关电源对供电系统的影响。

第19篇：UC3842开关电源电路图

1、UC3842的内部结构和特点

UC3842是美国Unitrode公司生产的一种高性能单端输出式电流控制型脉宽调制器芯片。

UC3842为8脚双列直插式封装，其内部原理框图如图1所示。主要由5.0V基准电压源、用来精确地控制占空比调定的振荡器、降压器、电流测定比较器、PWM锁存器、高增益E/A误差放大器和适用于驱动功率MOSFET的大电流推挽输出电路等构成。端1为COMP端；端2为反馈端；端3为电流测定端；端4接Rt、Ct确定锯齿波频率；端5接地；端6为推挽输出端，有拉、灌电流的能力；端7为集成块工作电源电压端，可以工作在8～40V；端8为内部供外用的基准电压5V，带载能力50mA。

2、电路结构与工作原理

图2所示为笔者在实际工作中使用的电路图。输入电压为24V直流电。三路直流输出，分别为+5V/4A，+12V/0.3A和-12V/0.3A。所有的二极管都采用快速反应二极管，核心PWM器件采用UC3842。开关管采用快速大功率场效应管。

2.1 启动过程

首先由电源通过启动电阻R 1提供电流给电容C2充电，当C2电压达到UC3842的启动电压门槛值16V时，UC3842开始工作并提供驱动脉冲，由6端输出推动开关管工作，输出信号为高低电压脉冲。高电压脉冲期间，场效应管导通，电流通过变压器原边，同时把能量储存在变压器中。根据同名端标识情况，此时变压器各路副边没有能量输出。当6脚输出的高电平脉冲结束时，场效应管截止，根据楞次定律，变压器原边为维持电流不变，产生下正上负的感生电动势，此时副边各路二极管导通，向外提供能量。同时反馈线圈向UC3842供电。UC3842内部设有欠压锁定电路，其开启和关闭阈值分别为16V和10V，如图3所示。在开启之前，UC3842消耗的电流在1mA以内。电源电压接通之后，当7端电压升至16V时UC3842开始工作，启动正常工作后，它的消耗电流约为15mA。因为UC3842的启动电流在1mA以内，设计时参照这些参数选取R1，所以在R1上的功耗很小。

当然，若VCC端电压较小时，在R1上的压降很小，全部供电工作都可由R1降压后来完成。但是，通常情况下，VCC端电压都比较大，这样完全通过R1来提供正常工作电压就会使R1自身功耗太大，对整个电源来说效率太低。一般来说，随着UC3842的启动，R1的工作也就基本结束，余下的任务交给反馈绕组，由反馈绕组产生电压来为UC3842供电。故R1的功率不必选得很大，1W、2W就足够了。笔者认为，虽然理论上UC3842启动电流在1mA以内，但实际

应用时，按1.6～2.0mA设计则工作比较便利。即当VCC端电压为U伏时

2.2 稳压过程

从图2中可知，当场效应管导通时，整流电压加在变压器T初级绕组Np上的电能变成磁能储存在变压器中，在场效应管导通结束时，Np绕组中电流达到最大值Ipmax，根据法拉第电磁感应定律：

式中：E——整流电压；Lp——变压器初级绕组电感；Ton——场效应管导通时间。

在场效应管关闭瞬间，变压器次级绕组放电电流为最大值Ismax，若忽略各种损耗应为

式中：n——变压器变比，n=Np/Ns，Np、Ns为变压器初、次级绕组匝数。

高频变压器在场效应管导通期间初级绕组储存的能量与场效应管关闭期间次级绕组释放的能量相等：

式中：Ls——变压器次级绕组电感；Uo——输出电压；Toff——场效应管关闭时间。

上式说明，输出电压Uo与Ton成正比，与匝比n及Toff成反比。比如，由于电源电压变化或负载变化而引起输出电压降低时，反馈线圈的输出电压则会变低，从而使2端电压变低，则脉宽调制器会相应的增大输出PWM波形的占空比，使大功率晶体管导通的时间变长；反之，当电源电压变化或负载变化而引起输出电压升高时，则脉宽调制器会相应的减小PWM输出脉冲波形的占空比，使大功率晶体管导通的时间变短，从而维持输出电压为一恒定值。

UC3842为固定工作频率脉宽调制方式，输出电压或负载变化时仅调整占空比，控制场效应管的导通时间。反馈电压输入2脚，此脚电压与内部2.5V基准进行比较，产生控制电压，从而控制脉冲宽度；输出脉冲的频率由4脚外接定时电阻Rt及定时电容Ct决定，f

的单位取kΩ，Ct取μF。3脚为电感电流传感器端，当取样超过1V时，缩小导通脉宽，使电源处于间隙工作状态；6脚，输出端，内部为图腾柱式，上升、下降时间仅50ns，驱动能力为±1A；7脚，供电输入，起振后工作电压为10～13V，低于10V停止工作，功耗为15mW；8脚，内部基准5V(50mA)。

2.3 过流保护原理

当负载电流超过额定值或短路时，场效应管电流增加，R9上的电压反馈至3脚(电压大于1V)，通过内部电流放大器使导通宽度变

窄，输出电压下降，直至使UC3842停止工作，没有触发脉冲输出，使场效应管截止，达到保护功率管的目的。短路现象消失后，电源自动恢复正常工作。

2.4 过压保护原理

当因某种原因使输出电压过高时，由反馈绕组形成的电压也高，从而使2脚的电压过高，内部保护电路起动，使6脚输出脉冲高电平时间变短，或不输出高电平使开关管截止。

2.5 开关管保护电路

由D

3、R

10、C1及R

11、C

14、D4构成，消除由变压器漏感产生的反峰电压，从而使开关工作电压不至于太高而毁坏。

3、设计中的注意事项

3.1 起动电路的设计

电路如图4所示，电容C2储存的能量要能满足电源开始正常 工作的需要，使得UC3842第7脚有稳定、充足的输入供给。即电容C2的放电时间要大于UC3 842输出脉冲的高电平持续时间。否则，电源将出现打嗝现象。因此，电容C2的容量和 质量的选取非常重要。笔者在实际设计过程中，C2曾用100μF铝电解电容，经常发现 电源打嗝；测量反馈端电压，总是太低，以至于反馈端的整流二极管都没有工作，说明反馈 端电压幅度不够。原因在于C2容量不够，不能提供足够的能量来使UC3842充分工作，因此 ，容量最好在100μF以上。

3.2 反馈绕组的设计

当UC3842启动后，若反馈绕组不能提供足够的UF，电路就会不停地起动 ，出现打嗝现象。另外，根据笔者的经验，若UF大于17.5V时， 也会引起UC3842工作异常，导致输出脉冲占空比变小，输出电压变低。故而反馈绕组匝数的 选取及其缠绕是非常重要的，一般可按13～15V设计，使UC3842正常工作时，7脚的电压维持 在13V左右。

4、结束语

UC3842是一种性能优良的电流控制型脉宽调制器。假如由于某种原因使输出电压升高时，脉 宽调制器就会改变驱动信号的脉冲宽度，亦即占空比D，使斩波后的平均 值电压下降，从而达到稳压目的，反之亦然。UC3842可以直接驱动MOS管、IGBT等，适合于 制作20～80W小功率开关电源。由于器件设计巧妙，由主电源电压直接启动，构成电路所需 元件少，非常符合电路设计中“简洁至上”的原则。

UC3842开关电源

第20篇：TL494开关电源毕业设计

2011 沈阳理工大学XX上传

摘 要

随着开关电源在计算机、通信、航空航天、仪器仪表及家用电器等方面的广泛应用, 人们对其需求量日益增长, 并且对电源的效率、体积、重量及可靠性等方面提出了更高的要求。开关电源以其效率高、体积小、重量轻等优势在很多方面逐步取代了效率低、又笨又重的线性电源。电力电子技术的发展，特别是大功率器件IGBT和MOSFET的迅速发展，将开关电源的工作频率提高到相当高的水平，使其具有高稳定性和高性价比等特性。开关电源技术的主要用途之一是为信息产业服务。信息技术的发展对电源技术又提出了更高的要求，从而促进了开关电源技术的发展。开关电源的高频变换电路形式很多, 常用的变换电路有推挽、全桥、半桥、单端正激和单端反激等形式。其中, 在半桥式变换器电路中, 变压器初级在整个周期中都流过电流, 磁芯利用得更加充分。本文介绍了一款基于PWM技术的半桥式开关稳压电源。给出了高频变压器、PWM控制及驱动电路的详细设计方法及设计思路，并用该方法设计了一台输出电压可自由调节的开关稳压电源。

关键词： PWM；半桥电路；开关电源

I

ABSTRACT

With the switch power source extensive use in the field of computer , communicate by letter , aeronautics and astronautics , instrument appearance and domestic appliances etc., people increases by gradually to whose need amounts, have brought forward higher request to aspect such as power source efficiency , bulkfactor, and reliability.The switch power source is small with it\'s efficiency height , volume , weight makes light of to wait for advantage to have substituted the inefficient , both stupid and serious linearity power source in many aspects step by step.The electric power electronic technology development, specially high efficiency component IGBT and the MOSFET rapid development, enhancesthe switching power supply operating frequency to the quite high level, enable it to have the high stability and Gao Xingjia comparesand so on the characteristic.One of switching power supply technologymain uses is serves for the information industries.The information technology development also set a higher request to the power source technology, thus promoted the switching power supply technology development.Switch power source high frequency alternation circuit form many, forms such as alternation circuit in common use having the push-pull , entire bridge , the bridge , only upright exciting and single end exciting partly on the contrary.Among them , be hit by in half bridge types converter circuit, the transformer is elementary in entire period all.This text introduce a half bridge switching mode power supply (SMPS) based on the PWM technology.The detailed design method of high frequency transformer,PWM control and drive electric circuit and design way of thinking were provided, counteracted that method to design one set biggest output the power as 320W of many road direct currents output the half bridge switching mode power supply.

II

Keywords: PWM; Half bridge circuit; switch power source

目录

1 引言 ..............................................................................................1

1.1 背景和意义 .........................................................................1 1.2 开关电源的现状及趋势 ......................................................1 1.3 课题研究意义 .....................................................................3 2 脉宽调制电路设计 .......................................................................4

2.

1设计基本设想 .....................................................................4 2.2 主电路设计 .........................................................................5

2.2.1 输入滤波电路 ............................................................6 2.2.2 整流与滤波电路 ........................................................6 2.2.3 逆变电路 ...................................................................6 2.2.4 输出滤波电路 ............................................................6 2.2.5 控制驱动电路 ............................................................6

3 脉宽调制芯片TL494 ...................................................................8

3.1 TL494管脚图 .....................................................................8 3.2 TL494内部电路介绍 ..........................................................8 3.3 TL494管脚功能及参数 ......................................................9 3.4 TL494脉宽调压原理 ........................................................11 4 脉宽调制硬件设计 .....................................................................13 4.1 高压滤波电路设计 ...........................................................13 4.2 PWM控制电路的设计 .....................................................14 4.3 启动回路部分设计 ...........................................................16 4.4 输出回路的设计 ...............................................................19 4.5 主电路设计图设计与分析 ................................................21

III

5 PCB设计制作与电路调试 .........................................................24 5.1 原理图的设计步骤 ...........................................................24 5.2 特殊元件的布局 ...............................................................26 5.3 布线处理 ...........................................................................27 5.4 调试计划 ...........................................................................29 结 论 ................................................................................................31 致 谢 ................................................................................................32 参考文献 ..........................................................................................33 附 录 ................................................................................................34 附录A 英文原文 .....................................................................34 附录B 汉语翻译 .....................................................................44 附录C 实物图 ........................................................................53

IV

沈阳理工大学学士学位论文

1引言

1.1 背景和意义

电源是电子设备的心脏部分，其质量的好坏直接影响着电子设备的可靠性，而且电子设备的故障60%来自电源，因此，电源越来越受人们的重视。开关稳压电源的调整工作在开关状态，主要的优越性就是变换效率高，可达70%-95%。因此目前空间技术、计算机、通信、雷达、电视及家用电器中的稳压电源逐步被开关电源所取代。开关稳压电源的优越性主要表现在：功耗小，稳压范围宽，体积小、重量轻。

传统的线性电源虽然具有稳压性能好、输出纹波电压小、使用可靠等优点，但其所用的工频变压器往往体积庞大，而且调整管工作在线性放大状态，导致电源功耗大、效率低、发热严重。开关电源采用功率管作为开关器件，工作在开关状态，故损耗小；由于工作频率在几十到上百千赫兹，故滤波电容、电感的数值也较小。因此，开关电源具有功耗低、体积小等优点。另外，由于功耗小，机内温升低，提高了整机的稳定性和可靠性。此外，开关电源对电网的适应能力也很强，一般线性稳压电源允许电网波动范围为220v×(1±10％)，而开关电源则在电网电压在100～260V范围内变化时，都可以获得稳定的输出电压。

由于开关电源具有上述优点，故在现代电子系统中应用越来越广泛。但开关电源由于理论复杂，设计过程需要较多的实践经验，设计过程遇到的不少关键问题往往要靠资深电源工程师的丰富经验来解决。一些关键环节的设计好坏往往决定着一个电源能否稳定可靠地工作，但这些环节的理论却往往不够系统化或者与实际应用脱节，导致开关电源的设计成为一大难题，成为资深电源工程师的“专利\"。为此更好的理论联系实际，开发出性能更好，效率更高的显得尤为重要。

1.2 开关电源的现状及趋势

目前常用的直流稳压电源和开关电源两大类。由于开关电源本身消耗的能量低，电源效率比普通线性稳压电源提高一倍，被广泛用于电子计算机、通讯、家电等各个行业.开关电源（Switch Mode Power Supply,即SMPS)被誉为高效节能型电源，它代表着文雅电源的发展方向，现已成为稳压电源的主流产品。半个世纪以来，开关电源大致经历了四个发展阶段。早期的开关电源全部由分立元件构成，不仅开关频率低、效率不高，而且电路复杂，不易调试。在20世纪70年代研制出的脉宽调制器集成电路，仅对开关电源

沈阳理工大学学士学位论文

种的控制电路实现了集成化[1]。20世纪80年代问世的单片开关稳压器，从本质上讲仍属于AC/DC电源变换器。随着各种类型单片开关电源集成电路的问世。AC/DC电源变换器的集成化变为现实。

随着全球对能源问题的重视，电子产品的耗能问题将愈来愈突出，如何降低其待机功耗，提高供电效率成为一个急待解决的问题。传统的线性稳压电源虽然电路结构简单、工作可靠，但它存在着效率低、体积大、铜铁消耗量大，工作温度高及调整范围小的缺点。

开关电源的效率比线性电源高很多。这样就节省了能源，因此它受到了人们的青睐。但它也有缺点，就是电路复杂维修困难，对于电路的污染严重。电源噪声大，不适合用于某些低噪声电路。开关电源的技术追求和发展趋势可以概括为以下四个方面:小型化、微型化、轻量化、高频化。开关电源的体积、重量主要由储能元件（磁性元件和电容）决定的，因此开关电源的小型化实质上就是竟可能减小其中储能元件的体积。在一定范围能，这样就节省了能源，因此它受到人们的青睐。但它也有缺点，就是电路复杂，维修困难，对电路的污染严重。电源噪声大，不适合用于某些低噪声电路。开关电源的技术追求和发展趋势可以概括为以下四个方面：

1）小型化、薄型化、轻量化、高频化。开关电源的体积、重量主要是由储能元件（磁性元件和电容）决定的，因此开关电源的小型化实质上就是尽可能减小其中储能元件的体积。在一定范围内，开关频率的提高，不仅能有效地减小电容、电感及变压器的尺寸，而且还能够抑制干扰，改善系统的动态性能，因此高频化是开关电源的主要发展方向。

2）高可靠性。开关电源比连续工作电源使用的元器件多数十倍，因此降低了可靠性。从寿命角度出发，电解电容、光耦合器及排风扇等器件的寿命决定着电源的寿命。所以，要从设计方面着眼，尽可能使用较少的器件，提高集成度，采用模块化技术可以满足分布式电源系统的需要提高系统的可靠性。

3）低噪声。开关电源的缺点之一是噪声大，单纯地追求高频化，噪声也会随之增大。采用部分谐振转换回路技术，在原理上既可以提高频率又可以降低噪声，所以，尽可能降低噪声影响是开关电源的又一发展方向。

4）采用计算机辅助设计和控制。在电路中引入微机检测和控制，可构成多功能监控系统，可以实时检测、记录并自动报警等。

5）低输出电压技术。随着半导体制造技术的不断发展，微处理器和便携式电子设

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备的工作越来越低，这就要求未来的DC-DC变换器能够提供低输出电压以适应微处理器和便携式电子设备的供电要求。

开关电源的发展从来都是与半导体器件及磁性元件等的发展休戚相关，高频化的实现，需要相应的高速半导体器件和性能优良的高频电磁元件。发展电力M O S F E T、I G B T等新型高速器件，开发高频用的低损磁性材料，改进磁元件的结构及设计方法，提高滤波电容的介电常数及降低其等效串联电阻等方面的工作，对于开关电源小型化始终产生着巨大的推动作用。总之，人们在开关电源技术领域里，边开发低损耗回路技术，边开发新型元器件，两者相互促进推动着开关电源每年以超过两位数的市场增长率向小型、薄型、高频、低噪声、高可靠方向发展。

1.3 课题研究意义

在开关稳压电源电路中，由于开关功率管工作在开关状态，因此它所产生的高频交流电压和电流将会通过电路中的其他元器件产生尖峰干扰和谐振噪声，这些干扰和噪声如果不采取一定的措施进行抑制、消除和屏蔽，就会严重地影响整机的正常工作。此外，由于开关稳压电源电路中的振荡器没有工频降压变压器的隔离，因此这些干扰和噪声就会窜入工频电网，使附近的其他电子仪器、设备和家用电器受到严重的干扰。而且这种高频干扰还会通过开关稳压电源电路中的磁性元件（如电感和开关变压器等）辐射到空间，使周围的其他电子仪器、设备和家用电器也同样受到严重的干扰。

对于无工频变压器的开关稳压电源电路中的高压、高温电解电容，高反压、大电流功率开关管，高频开关变压器的磁性材料，高反压、大电流、快恢复肖特基二极管等器件，在我们国家还处于研究、开发和试制阶段。在一些技术发达的国家，开关稳压电源虽然有了一定的发展，但在实际应用中也还存在着一些问题，不能令人十分满意。这就暴露出了开关稳压电源的另一个缺点，那就是电路结构复杂，故障率高，维修麻烦。对此，如果设计者和生产者不予以充分重视，它将直接影响开关稳压电源的推广应用。

目前，由于国内微电子技术、阻容器件生产技术以及磁性材料烧结技术等与一些技术发达国家还有一定的差距，因此其造价和成本不能进一步降低，也影响到其可靠性的进一步提高。这就导致了在我国的电子仪器、仪表以及机电一体化设备中，开关电源还不能得到十分广泛的普及与应用。因此，开关电源的设计还存在很大的提升空间。

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2脉宽调制电路设计

2.

1设计基本设想

PWM型开关稳压电源的基本原理就是通过脉宽调制以消除纹波，得到一个稳定的输出电压。

我们的控制电路的基本设想，就是使输入、输出电压存在关系式：

D

VoVg

（2.1）

1D式（2.1）中Vg为给定输入电压，Vo为输出电压。这样，通过调节系数D，就可以调节输出电压了。D为输出占空比，D＝Ton／Ts。PWM型控制电路把Ｔs保持固定，通过调Ton来调D。

控制电路的基本工作有理可用下面的框图2.1表示。

图 2.1 工作原理框图

稳压原理：当Vo上升时，Vcom上升，Ton下降，D下降（因Ts固定），Vo下降（当Vg不变时），从而使Vo回到正常值。当Vcom上升时，Ton随之下降的示意图如图2.2所示。

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图2.2 稳压波形图

上述过程是一个负反馈过程。同样有：当Vo下降时，Vcom下降，Ton上升，D上升，Vo上升。从而使Vo回到正常值。在本次设计中，就是根据以上理论，用TL494设计而成。

根据课题设计要求及隔离型开关稳压电源各种型号电路的优缺点综合考虑，本设计拟采用半桥式开关稳压电源的电路结构，变压器双向励磁，开关较少，成本较低，输出功率可达几百瓦到几千瓦，并且无偏磁问题[2]。但是半桥式电路结构也存在一定的缺点，即存在直通问题，可靠性能相对较低，并且需要较复杂的隔离驱动电路。

2.2 主电路设计

半桥型开关稳压电路主要有主电路和控制驱动电路两大部分组成。其中主电路，可分为整流、逆变和高频整流滤波三个环节，输入～220V经桥式整流滤波后获得 +300V左右的直流电压。半桥型逆变电路是由两个功率 MOS管组成，他们交替触发导通，使变压器一次侧形成幅值为 U／2的交流电压。改变开关导通的占空比，即能改变变压器二次侧整流输出平均电压Uo。

从交流电网输入、直流输出的全过程，包括：

输入滤波器：其作用是将电网存在的杂波过滤，同时也阻碍本机产生的杂波反馈到公共电网。

整流与滤波：将电网交流电源直接整流为较平滑的直流电，以供下一级变换。 逆变：将整流后的直流电变为高频交流电，这是高频开关电源的核心部分，频率越高，体积、重量与输出功率之比越小。

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输出整流与滤波：根据负载需要，提供稳定可靠的直流电源。

2.2.

1输入滤波电路

电路中采用共模扼流圈和滤波电容共同组成输入滤波电路。其中L是在一个闭合磁路的磁芯上绕制相同的电感量的两个绕阻。当这两个电感为独立电感时，由于其上有电流流过，电流产生变化时，磁芯磁场强度的变化会导致有效磁导率发生变化，甚至饱和，亦即对于电源频率分量和高频噪声分量的有效导磁率随着导线电流的增加而减少，将两个电感绕制在一个磁芯上且构成往复线路式绕阻。由于电源频率分量所产生的磁通彼此的相位差为180度，因它们的匝数相等而被相互抵消，对电源频率分量的电感为零，而对于共模噪声成分则呈现很高的有效导磁率，因而将得到很大的衰减。

2.2.

2整流与滤波电路

整流电路中采用四个肖特基整流二极管组成桥式整流，将输入220V交流电压经桥式整流滤波后获得+300V左右的直流电压。

2.2.3 逆变电路

本设计开关电源的逆变拟采用半桥式电路。在半桥式功率变换电路中的功率开关管MOSFET输入阻抗很高且是电压控制器件，所需驱动电流小，其开关时间以ns计且不受温度变化的影响。导通电阻R的温度系数为正，当Ｒ随温度升高而增大时电流自动减小，这使其本身就具有自动均流能力。电路中的分压电容起着较强的搞不平衡作用。半桥型开关电路对由于两管开关导通时间不对称而造成变压器一次侧的直流分量有自动平衡作用，因此不容易发生变压器的偏磁现象[3]。由于TL494中存在死区时间，所以不存在由于两个MOS管共同导通而损坏功率管的情况。

2.2.4 输出滤波电路

输出电路从次级线圈经全波整流后接一个∏型LC滤波器，得到稳定的直流输出电压。

2.2.

5控制驱动电路

该开关稳压电源的控制驱动电路是以TL494为核心，采用恒频脉宽调制控制方式。

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误差放大器的输入信号分别是给定信号和电压反馈信号。反馈信号是由输出电压经分压电路获取，系统为了得到较好的静、动态特性，在误差放大器的输入和输出端接入了RC反馈网络。该控制电路一方面从输出端取样，经与设定标准进行比较，然后去控制逆变器，改变其频率或脉宽，达到输出稳定的目的。

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3 脉宽调制芯片TL494

3.

1TL494管脚图

TL494是一种固定频率脉宽调制电路，它包含了开关电源控制所需的全部功能，广泛应用于推挽式、半桥式、全桥式开关电源。TL494采用标准双列直插式16引脚（DIP16）封装[4]。它的管脚图如图3.1所示：

图3.1 TL494管脚图

3.2 TL494内部电路介绍

TL494是一种电压控制模式的PWM控制和驱动集成电路芯片，由于它具有两路相位相差180°的PWM驱动信号输出，因此被广泛的应用与单端式（正极式和反极式）和双端式（半桥式、全桥式和推挽式）开关稳压电源电路。TL494内部电路如图3.2所示：

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图3.2 TL494内部电路框图

(1)内置RC定时电路设定频率的独立锯齿波振荡器，其振荡频率：

f =1.1/ Ct* Rt

(3.1) 式中，f单位为KHz，R的单位为kΩ，C的单位为μF，其最高振荡频率为300KHz，能驱动双极型开关管或MOSFET管[5]。

(2)内部设有比较器组成的死区时间控制电路，用外加电压控制比较器的输出电平，通过其输出电平使触发器翻转换，控制两路输出之间的死区时间。当⑷脚输出电平升高时，死区时间增大。

(3)触发器的两路输出设有控制电路，使内部2只开关管既可输出双端时序不同的驱动脉冲，驱动推挽开关电路和半桥开关电路，也可输出同相序的单端驱动脉冲，驱动单端开关电路。

(4)内部两组完全相同的误差放大器，其同相输入端和反相输入端均被引出芯片外，因此可以自由设定其基准电压，以方便用于稳压取样，或用其中一种作为过压、过流的超阈值保护。

(5)输出驱动电流单端达到400mA，能直接驱动峰值开关电流达5A的开关电路。双端输出为2×200mA，加入驱动级即能驱动近千瓦的推挽式和半桥式电路[6]。

3.3 TL494管脚功能及参数

1脚为内部1#误差放大器的同向输入端 IN1+。

2脚为内部1#误差放大器的反向输入端IN1—。

3脚为误差放大器A

1、A2输出端。集成电路内部用于控制PWM比较器的同相输入，

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当A

1、A2任一输出电压升高时，控制PWM比较器的输出脉宽减小。同时，该输出端还引出端外，以便与

2、15脚间接入RC频率校正电路和直流负反馈电路，稳定误差放大器的增益以及防止其高频自激。3脚电压反比于输出脉宽，也可利用该端功能实现高电平保护。

4脚为死区时间控制端。当外加1V以下的电压时，死区时间与外加电压成正比。如果电压超过1V，内部比较器将关断触发器的输出脉冲，起到保护作用。

5脚为锯齿波振荡器外接定时电容端。 6脚为锯齿波振荡器外接定时电阻端。 7脚为共地端。

8、11脚为两路驱动放大器NPN管的集电极开路输出端。当通过外接负载电阻引出输出脉冲时，为两路时序不同的倒相输出，脉冲极性为负极性，适合驱动P型双极型开关管或P沟道MOS FET管。此时两管发射极接共地。

9、10脚为两路驱动放大器的发射极开路输出端，也是对应的脉冲参考地端。12脚为Vcc、输入端。供电范围适应8～40V。

13脚为输出模式控制端。外接5V高电平时为双端图腾柱式输出，用以驱动各种推挽开关电路。接地时为两路同相位驱动脉冲输出，

8、11脚和

9、10脚可直接并联。双端输出时最大驱动电流为2×200mA，并联运用时最大驱动电流为400mA。

14脚为内部基准电压精密稳压电路端。输出5V±0.25V的基准电压，最大负载电流为10mA。用于误差检出基准电压和控制模式的控制电压。

15脚为内部2#误差放大器的反向输入端IN2-。

16 脚为内部2#误差放大器的同向输入端IN2+。

RT取值范围1.8～500kΩ，CT取值范围4700pF～10μF，最高振荡频率fOSC≤300KHz。

TL494在工作时，通过

5、6脚分别接定时元件CT和RT。经相应的门电路去控制TL494内部的两个驱动三极管交替导通和截止，通过8脚和11脚向外输出相位相差180°的脉宽调制控制脉冲。工作波形如图3-3所示。TL494若将13脚与14脚相连．可形成推挽式工作；若将13脚与7脚相连．可形成单端输出方式。为增大输出可将2个三极管并联[7]。

TL494工作时的波形图如图3.3所示：

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图3.3 工作波形图

3.4 TL494脉宽调压原理

振荡器产生的锯齿形振荡波送到PWM比较器的反相输入端,脉冲调宽电压送到PWM比较器的同相输入端,通过PWM比较器进行比较,输出一定宽度的脉冲波。当调宽电压变化时,TL494输出的脉冲宽度也随之改变,从而改变开关管的导通时间TON ,达到调节、稳定输出电压的目的 。

脉冲调宽电压可由3脚直接送入的电压来控制,也可分别从两个误差放大器的输入端送入，通过比较、放大，经隔离二极管输出到PWM比较器的正相输入端。两个放大器可独立使用，如分别用于反馈稳压和过流保护等，此时3脚应接RC网络，提高整个电路的稳定性。

TL494是一个固定频率的脉冲宽度调制电路，内置了线性锯齿波振荡器，振荡频率可通过外部的一个电阻和一个电容进行调节，输出脉冲的宽度是通过电容CT上的正极性锯齿波电压与另外两个控制信号进行比较来实现。功率输出管Q1和Q2受控于或非门。当双稳触发器的时钟信号为低电平时才会被选通，即只有在锯齿波电压大于控制信号期间才会被选通。当控制信号增大，输出脉冲的宽度将减小。 控制信号由集成电路外部输入，一路送至死区时间比较器，一路送往误差放大器的输入端。死区时间比较器

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具有120mV的输入补偿电压，它限制了最小输出死区时间约等于锯齿波周期的4%，当输出端接地，最大输出占空比为96%，而输出端接参考电平时，占空比为48%。当把死区时间控制输入端接上固定的电压（范围在0—3.3V之间）即能在输出脉冲上产生附加的死区时间。

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4 脉宽调制硬件设计

4.

1高压滤波电路设计

高频开关电源首先将工频交流整流为直流,再逆变为高频,最后经过整流滤波电路输出,得到稳定的直流电压, 因此自身含有大量的谐波干扰,同时,由于变压器的漏感和输出二极管的反向恢复电流造成的尖峰,都形成了潜在的电磁干扰。开关电源中的干扰源主要集中在电压、电流变化大的元器件上,突出表现在开关管、二极管、高频变压器等上。

首先,开关电路产生的电磁干扰是开关电源的主要干扰源之一。开关电路是开关电源的核心,主要由开关管和高频变压器组成。它产生的du/ dt 具有较大幅度的脉冲,频带较宽且谐波丰富。这种脉冲干扰产生的主要原因是:开关管负载为高频变压器初级线圈,是感性负载,在开关管导通瞬间,初级线圈产生很大的涌流,并在初级线圈的两端出现较高的浪涌尖峰电压;在开关管断开瞬间,由于初级线圈的漏磁通,致使一部分能量没有从一次线圈传输到二次线圈,电源电压中断会产生与初级线圈接通时一样的磁化冲击电流瞬变,这种瞬变是一种传导型电磁干扰。其次,整流电路中,在输出整流二极管截止时有一个反向电流,它恢复到零点的时间与二极管结电容等因素有关。

其中能将反向电流迅速恢复到零的二极管称为硬恢复特性二极管,这种二极管在变压器漏感和其他分布参数的影响下将产生较强的高频干扰,其频率可达几十兆赫。最后,高频变压器初级线圈、开关管和滤波电容构成的高频开关电流环路可能会产生较大的空间辐射,形成辐射干扰。如果电容滤波容量不足或高频特性不好,电容上的高频阻抗会使高频电流以差模方式传导到交流电源中形成传导骚扰[8]。

任何电源线上的传导干扰信号,均可用差模和共模信号来表示。在一般情况下,差模幅度小,频率低,所造成的干扰较小;共模干扰幅度大,频率高,还可以通过导线产生辐射,所造成的干扰较大。解决这个问题最有效的方法是在开关电源输入和输出电路中加装电磁干扰滤波器。它的作用就是抑制干扰信号的通过。 为此设计了下图所示的滤波器。如图4.1所示。

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图4.1 主电路滤波设计

其中L1、L2 为共模扼流圈，由于它的两个线圈匝数相等，这两个电感对于差模电流和主电流所产生的磁通是方向相反、互相抵消的，因而不起作用；而对于共模干扰信号，能够得到一个大的电感量呈现高阻抗，以获得最大的滤波效果，因此对其有良好的抑制作用。它的线圈绕在低损耗、高磁导率的铁养体磁环上。为确保两个线圈的绝缘，需分别绕在磁环的两侧。

在这里我们选择L1，L2 为20mH, C

1、C2主要来衰减差模干扰，可以选择:0.1～2μF。这里我们选择0.1uF的电容，耐压值选择为1kv。C

3、C4跨接在输出端，经过电容分压后接地，能有效的抑制共模干扰。C

3、C4可以选择的范围为2200p F～1033μF，这里我们选择C3，C4为4n7，4n7即4700pF.在选择滤波元件时,一定要保证输入滤波器谐振频率低于开关电源的工作频率。由于随着电源工作频率的升高,滤波器对运行噪声将更容易抑制,所以设计中要注意滤波器在工作频率低时的抑制效果。此次参数选取均在要求范围内，可以有效的滤波。

本电路设计主要参数：（1）输出电压:额定工作电压48V；（2）输出电流:额定工作电流2A；（3）输入条件:50Hz，交流220V；（4）纹波电压Vor为20mV。依照此参数来进行具体的参数计算。

对于二极管整流桥D1-D4的选择，考虑到实际电网中的交流电电压值变化较大，其上限值取220V×(1+20%）=264V，其幅值电压可达264×1.414≈373.3V。由于整流桥中的二极管在承受反向电压时由两只二极管串联承担，因此，选取耐压为400V、电流为5A的整流桥完全可保证安全工作。

4.2 PWM控制电路的设计

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PWM脉冲控制电路采用美国硅通用电气公司设计的适用于高频功率MOS管驱动的第二代集成电路脉冲宽度控制器芯片TL494作主控制芯片，用来驱动功率MOS管。其控制的半桥型开道稳压电源具有逆变频率高，稳压性能好。

主要性能

1.电路中设置了欠电压锁定和限流关断电路。2.具有软启动电路。

3.输出级具有极强的图腾柱输出结构形式。4.内部具有宽带误差放大器。

5.内部具有高精度的5.1V基准电压源。TL494外围电路具体电路图如图4.2所示：

图4.2 TL494外围电路设计

A点接输出U0，B点接输出的负端。误差放大器1做过流保护。1脚接地，2脚电压是14管脚输出的5V电压 经(RP2 R27 )；(R24 ，R30) 分压后获得的，监控电流控制信号。3脚 内部2个误差放大器的输出端。用电阻和电容串联分别接至2脚和15脚，以此来消除寄生振荡。5脚和6脚接内部振荡器

f =1.1/ Ct* Rt。8脚和11脚双路脉冲输出，相位差180°。双路输出时23管脚接至14管脚，单路输出时接地。管脚15，14脚与地之间 R18 ，R20 分压，分压后 U15=2.5V 作为误差放大器2的反向输入端。

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输出电压U（48V）经R23 和(R21，RP1),分压后 加到16脚，作为误差放大器2的同向输入。并且微调RP1可调整输出电压的数值。

下图4.3为PWM脉冲经过的电路设计：

图4.3 脉冲输出电路

由于TL494驱动大功率MOS管的效果很不好，因此本电路设计输出脉冲先驱动3极管，再来驱动MOS管。设计电路中R7为TL494内部三极管的集电极的负载电阻。在电路中放置C1和R2，C1和R2 分别为“加速电容器”和限流电阻。可使三极管更迅速的导通和关断。R8为接地电阻，发射集用二极管和电解电容并联接地连接，这样可使三极管在截止的时候释放电流。

4.3 启动回路部分设计

电路的启动回路设计为半桥启动，半桥式电路顾名思义就是取掉桥式电路中的两只开关管，半桥变换器电路如图4.4所示。

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图4.4 半桥电路原理图

电路的工作过程：VT1与VT2交替导通，使变压器一次侧形成幅值为Ui/2的交流电压。改变开关的占空比，就可以改变二次侧整流电压Ud的平均值，也就改变了输出电压U0。VT1导通时，二极管V1处于通态，VT2导通时，二极管V2处于通态，当两个开关都关断时，变压器绕组N1中的电流为零，V1和V2都处于通态，各分担一半的电流。VT1或VT2导通时电感L的电流逐渐上升，两个开关都关断时，电感L的电流逐渐下降。VT1和VT2断态时承受的最高电压为Ui。由于电容的隔离作用，半桥电路对由于两个开关导通时间不对称而造成的变压器一次侧电压的直流分量有自动平衡作用，因此不容易发生变压器的偏磁和直流磁饱和[9]。

当滤波电感L的电流连续时，输出电压的计算公式为：

U0N2ton

(4.1) 

UlN1T半桥式开关电路省去两只开关管，采用连接电容分压方式，使开关管c-e极电压与桥式电路相同，同时驱动电路也大为简化，只需两组在时间轴上不重合的驱动脉冲，两组驱动电路的参考点为各自开关管的发射极，显然比桥式电路的形式简单得多。根据上述原理，当采用相同规格开关管时，半桥式负载端电压为1/2Uin，输出功率为桥式电路的1/4。半桥式电路具有全桥式电路的所有优势，因此其应用比全桥式更普遍。

本次设计具体电路设计如图4.5所示。

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图4.5 半桥电路设计

当8脚和11脚产生PWM负脉冲，轮流输出。这时在T1绕组上就有电流流过，于是T1变压器的次级绕组上就会感应出极性相反的电压，这样他们就轮流给V3，V4的基极输入电流，使得他们在单位时间内只有一个是导通的，而另一个是截止的。V3，V4导通时间的长短完全受脉冲调制PWM控制的。

MOSFET额定电流Ice的选择

MOSFET额定电流Ice的选择，要根据实际电路中最大额定电流Ie、负载类型、允许过载的程度等因数。在一般性电阻性负载的电压变换装置中，若实际电路中电流最大有效值为Ie，则要选MOSFET的Ice≈1.5Ie。本电路中Ice的选择为8A。

本电路采用变压器耦合驱动，有以下优点: 1．可以将脉宽调制PWM和大功率开关管隔离开，因为驱动变压器的初级绕组和次级绕组之间，在电路上是绝缘的，而且耐压是很高的，这样脉宽调制器与大功率开关管，在电路上是相互绝缘的，不会因为大功率开关管击穿而烧毁脉宽调制器，为此电流负反

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馈也必须采用变压器隔离耦合。

2．改变变压器的初级和次级的匝数比，可以改变输出电压的高低。

3．次级输出的脉冲，变成有正负交替的脉冲，正脉冲能使开关管快速饱和和导通，负脉冲能使开关管迅速截止[10]。

电路启动过程分析：

当接通电源后，由滤波电容器C5上的150V电压的正端输出电流，通过启动电阻R

12、R15分压给V3注入一个基极电流，这时V3流入的集电极电流通过发射极，又通过驱动变压器T1中的W3（T1中间的那段绕组）电流由上往下流，又通过主变压器T2初级绕组由下往上流，最后通过电容C7，回到C5上的150V负端。C6和C5类似，但流经W3的电流方向相反，而幅值又相等，这样W3中的电流就相互抵消了，W3中没有电流也就不能震荡起来了。这是一个非常重要的问题，但是W3中是有电流的，虽然V3，V4的外围电路相同，元件参数也相等，所加的电压也相等，但是元件参数的分散性还是比较大的，也就是说相同的元件，相同的参数，但是他们存在着误差，不可能完全相等，所以抵消一部分电流后W3中还是有电流，在T2的初级绕组产生幅值+150~ -150的方波。来驱动反馈变压器使TL494工作。 一但TL494正常工作，这个启动自激震荡的波形就立刻停止了。

电路启动后，R

12、R15就完成了任务，虽然在电路中没有断开，但在电路中已经不起作用了，因为启动电阻R1 R3的阻值很大（一般都在300K以上），对三极管的电流很小起不到控制作用，这样三极管的导通和截止完全受PWM来控制。

4.4 输出回路的设计

本次设计中拟采用∏型RC滤波电路。如图4.6所示：

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图4.6 二次回路中∏型RC滤波电路

电路中，由电感L

3、电容C

22、C23组成滤波电路。因为二次整流电路一般都为为高频整流电路，所以整流二极管必须高频快恢复开关二极管。作为开关稳压电源电路中的二次整流二极管，必须具有开关速度快、截止时反向漏电流小和恢复速度快等特点。这些特点的优势在高频大功率输出开关稳压电源电路中表现得尤为突出。在无工频变压器但具有开关功率变压器的开关稳压电源电路中，开关二极管或续流二极管即为二次整流部分的整流二极管。在整流电路的设计时，采用全波整流方式。全波整流电路的优点是变压器输出功率的利用率为100％，输出直流电压中的纹波电压较低。缺点是高频开关变压器必须加工有中心抽头。在整流二极管的两端并联有一电阻和电容串联的电路，其作用是滤除高频杂波信号，使高频杂波通过C22导通到地。其中C22的作用是滤除交流信号。电感L对直流电无电压降，对交流电能够储藏能量，利用电感的储能作用可以减小输出电压的纹波，从而得到比较平滑的直流。电容C23为二次滤波电容，用来再次滤除交流信号。

整流二极管的选择因为输出整流二极管工作于高频状态(45 KHz)，所以应选用快恢复二极管。

1.输出整流二极管的耐压。

高频变压器副边的输出最高电压峰值用公式4.2可求得:

V1maxN

2V2max= 

公式（4.2）

2N18=110×(1+25%)×2×=44.44（V）

35N2为变压器的变比。取一倍的裕量Voutmax=88.88V。 N12.输出整流二极管的电流

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因为输出整流二极管工作于高频状态(45KHz)， 所以应选用快恢二极管或肖特基二极管。输出整流二极管流出的电流为1A。根据以上的分析，同时考虑一定的裕量，选二极管的耐压为800V,额定电流为3A。 滤波电感的选择

电感选择应保证输出电流在额定电流的1/10时，电感电流也保持连续。流电流等于电感电流斜坡峰-峰值一半时对应临界连续，所以I为20%的额定输出直流。滤波电感值可由公式4.3确定：

U0U01515L(1-)=（1）=113.75 (uH)

（4.3） 2fIU2max2450000.420.625实际取200uH 滤波电容的选择

输出电容C的选择应满足最大输出纹波电压的要求，滤波电容的大小对输出直流电源的纹波大小有决定作用。知，输出纹波几乎完全由滤波电容的等效串联电阻Rc的大小来确定，而不是电容本身的大小决定。本设计最大纹波电压Vo为20mV，出滤波电容的大小可由公式4.4求得：

CU0minUomin（1）

（4.4） 2U2max8L（2f）Vor1515（1）= 220.62580.0002（245000）0.02=15.78uF 所选电容的耐压值为50V，使用一个2200uF/50V的电容。或选用值较小的几个电容并联，这样寄生电阻更小，滤波效果更好。

4.5 主电路设计图设计与分析

主电路图设计如图4.7所示：

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主电路工作过程分析：闭合开关S1后，输入电压经过保险管F1，浪涌抑制电阻R1，滤波器C

1、L

1、C

2、C

3、C4及全桥整流后送入由C

5、C

6、V

4、V

5、T

1、T2等构成的半桥式变换器。开关管V4和V5在TL494的控制下，两管交替导通截止，将直流电转换成高频交流电。高频振荡电压有变压去T2副绕组分两路输出。一路由V

13、V

14、C25整流滤波得到约12V直流电压供给脉冲宽度调制器TL494专用，另一路则由V

12、L

2、C

22、L

3、C23 整流滤波作为48V主输出。电路中R

12、R

15、R

14、R17构成启动回路，T

1、V

8、V

9、C

12、C

14、R

13、R16为正反馈元件，R

4、C8及R

29、C21构成尖峰吸收网络，用于改善波形及保护开关管。

在电路中，TL494的13脚连14脚，即U13=5V; TL494由8脚和11脚双端输出，两路输出脉冲相位差半个周期，送到V

2、V3俩个驱动管，Q3和Q4的导通或截止又通过驱动变压器T1分别去控制两个大功率开关调整管Q1和Q2的饱和导通或截止。

C7是耦合电容, 其作用是防止由于两个开关管的特性差异而造成变压器磁芯饱和,从而提高半桥逆变电路的抗不平衡能力

R4、C8 ；R29、C21为吸收电路，用于改善波形和保护开关管。

吸收电路就是我们通常说的“消反冲电路”，其作用就是药消除没有用的反冲电压。在开关稳压电压中最高的反冲电压，是在开关调整管截止时产生的，这个很高的反冲电压，就产生在开关变压器的初级绕组的两端，同时也加在了开关调整管的集电极和发射

图4.7 主电路电路图

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机的两端，这样就对开关管是一个很大的威胁，所以就将吸收电路加在开关变压器的初级绕组的两端。 吸收电路通常能起到两个作用，那就是降低反冲电压和消除高频振荡。

C20、R26分别接至TL494的5脚和6脚，使内部振荡器的震荡频率由C20和R26决定。

本电路利用TL494的内部误差放大器2进行反馈稳压。反馈稳压过程如下：

误差放大器2的反向输入端15脚接与14脚和地之间的电阻R20、R18之间，分压后U15=2.5V，输出电压U0经R23和（R

21、RP1）分压后加到16脚，作为误差放大器2的同向输入。当U0变化时，误差放大器2的输出电压随之改变，即与比较的电平改变，PWM比较器输出的脉冲宽度改变，致使TL494输出的驱动脉冲，即开关管V4和V5的导通时间TON 改变，从而实现调宽稳压的目的。此外，微调RP1可调节输出电压的数值，使输出电压在45V~75V之间变化。

电路利用误差放大器1作为过流保护。从48V输出主回路上取出的电流控制信号经R24接至误差放大器1的1脚和2脚上，其中反向输入端2脚的电位由14脚输出的5V基准源经过（RP2，R27）和（R24，R30）分压后获得。调整RP2大小可控制2脚门坎电位，即过流控制点。当R30上取出的电压信号足够大使其绝对值超过2脚电位时，误差放大器1将翻转并关闭脉冲信号输出，进而起到过流保护作用。

本电源输出的直流电压为48V，输出电流为0~3A.。

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5 PCB设计制作与电路调试

5.1 原理图的设计步骤

本次设计采用Protel99软件来设计制作PCB。Protel99的印制电路板编辑器为用户提供了一条快捷的设计电路板的途径。PCB编辑器通过它的交互性编辑环境达到了手动设计与自动化设计的完美融合。PCB的底层数据结构最大限度地考虑了用户对速度的要求，通过对功能强大的设计法则的设置，用户可以有效地控制印制电路板的设计过程。

电路原理图的设计是印制电路板中重要的一步，电路原理图设计的好坏直接影响到后面的工作。首先原理图的正确性是最基本的要求，其次原理图应该合理布局，这样不仅可以尽量避免出错、也便于读图、便于查找和纠正错误，最后，在满足正确性和布局合理的前提下应力求原理图的美观[11]。

1.设置电路图纸参数

用户可以根据电路图的复杂程度设置所用图纸的格式、尺寸、方向等参数。 2.装入所需要的元件库

将包含有用户所需元件的元件库装入设计系统中，以便用户从中央查找和选定所需的元器件。图5.1为自制元件库中的一些元件：

图5.1

3.放置元件

将用户选定的元件放置到已建立好的工作平面上，并对元件在工作平面的位置进行调整，对元件的序号、封装形式、显示状态等进行定义和设置。自己制作实物元件的封装如图5.2所示：

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图5.2

4.电路图布线

将事先放置好的元件用具有电气意义的导线、网络标号等连接起来，使各元件之间具有用户所设计的电气连接关系。

5.建立网络表

完成上面的步骤以后，可以看到一张完整的电路原理图了，但是要完成电路板的设计，就需要生成一个网络表文件。网络表是电路板和电路原理图 之间的重要纽带。图5.3为加载网络表时的截图，网络表没有错误。

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图5.3 6.原理图的电气检查

当完成原理图布线后，需要设置项目选项来编译当前项目，利用Protel99SE提供的错误检查报告修改原理图。

7.编译和调整

如果原理图已通过电气检查，那么原理图的设计就完成了。这是对于一般电路设计而言，尤其是较大的项目，通常需要对电路的多次修改才能够通过电气检查。

8.存盘和报表输出

Protel99SE提供了利用各种报表工具生成的报表（如网络表、组件清单等），同时可以对设计好的原理图和各种报表进行存盘和输出打印，为印刷板电路的设计做好准备。

原理图的设计见图4.7。

5.2 特殊元件的布局

高频元件：高频元件之间的连线越短越好，设法减小连线的分布参数和相互之间的电磁干扰，易受干扰的元器件不能距离太近。

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具有高电位差的元件：应该加大具有高电位差元器件和连线之间的距离，以免出现意外短路时损坏元器件。一般要求2000V电位差之间的铜膜线距离应该大于2mm，若对于更高的电位差，距离还应该加大[12]。

重量太大的元件：重量过重的元器件应该有支架固定，而对于又大又重、发热量多的元器件，不宜安装在电路板上。

发热与热敏元器件:注意发热元器件应该远离热敏元器件。

可以调节的元件：对于电位器、可调电感线圈、可变电容器、微动开关等可调元件的布局应该考虑整机的结构要求，若是机内调节，应该放在电路板上容易调节的地方，若是机外调节，其位置要与调节旋钮在机箱面板上的位置相对应。

电路板安装孔和支架孔：应该预留出电路板的安装孔和支架的安装孔，因为这些孔附近是不能布线的。

元件布局如图5.1所示：

图5.1 元件布局

5.3 布线处理

布线是很重要的一环，总结下认为应该注意：（1）两面板布线时，两面的导线宜相互垂直、斜交、或弯曲走线，避免相互平行，以减小寄生耦合；作为电路的输人及输出

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用的印制导线应尽量避免相邻平行，以免发生回授，在这些导线之间最好加接地线。（2）走线拐角尽可能大于90度，杜绝90度以下的拐角，也尽量少用90度拐角，尽量走在焊接面，特别是通孔工艺的ＰＣＢ尽量少用过孔、跳线。（3）器件和走线不能太靠边放，一般的单面板多为纸质板，受力后容易断裂，如果在边缘连线或放元器件就会受到影响（4）电源线设计根据印制线路板电流的大小尽量加粗电源线宽度，减少环路电阻，尤其要注意使电源线地线中的供电方向与数据信号的传递方向相反，即从末级向前级推进的供电方式，这样有助于增强抗噪声能力。（5）对模拟电路来说处理地的问题是很重要的，地上产生的噪声往往不便预料，可是一旦产生将会带来极大的麻烦，应该未雨绸缎。对于功放电路，极微小的地噪声都会因为后级的放大对音质产生明显的影响；在高精度Ａ／Ｄ转换电路中，如果地线上有高频分量存在将会产生一定的温漂，影响放大器的工作。这时可以在板子的4角加退藕电容，一脚和板子上的地连，一脚连到安装孔上去（通过螺钉和机壳连），这样可将此分量虑去，放大器及ＡＤ也就稳定了。（6）完成布线后，要做的就是对文字、个别元件、走线做些调整以及敷铜（这项工作不宜太早，否则会影响速度，又给布线带来麻烦），同样是为了便于进行生产、调试、维修。

（1）线长。铜膜线应该尽可能短，在高频回路中更应该如此。铜膜线的拐弯处应为圆角或斜角。当双面板布线时，两面的导线应该相互垂直、斜交或弯曲走线，避免相互平行，以减小寄生耦合。

（2）线宽。铜膜线的宽度一般不易小于0.2mm。一般情况下1-1.5mm的线宽，允许流过2Ａ的电流。

（3）线间距。相邻铜膜线之间的最小间距至少能够承受所加电压的峰值。 本设计布线高压线宽2mm，低压线宽1mm，孔径2mm，过孔0.8mm。 经再一次修改封装，布线图如图5.2所示：

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图5.2 布线图

5.4 调试计划

1.对TL494 的检测方法

(1) 准备一台输出电压可在12 - 30V 之间调节的直流稳压电源, 输出电流为300mA ,并有短路,过流等保护功能。

(2) 测12 脚与地之间应无短路现象,在12脚接一保护电阻约100Ω 左右串在电源正端,接入12V 电源,测12脚应为12V 13 , 14 ,15 脚应为+ 5V ,否则应断开电源,检查外围电路或焊下TL494 测量。

(3) 将外接电源提高到+ 20V 以上,电路仍应正常,否则说明集成块或外围电路元件质量不良(正常工作时电源电压有可能高达27V) 。

(4) 测TL494 1脚此时电压应为0V ,因主电路无电源, 4脚应为+ 5V ,因各组输出均无保护电路动作, 8,11脚均为0V ,因为没有脉冲波输出。如电压不符则应查外围电路或组件本身有无故障。

(5) 用一阻值小于10kΩ 的电位器,中心头接TL494 的1脚,两端头分别接14 脚和地,调节电位器,

8、11 脚电压应有变化,当1脚电压超过某值时,

8、11 脚电压为0 。用示波器可看到输出脉冲的宽度有变化。经过以上测试通过后,即可认为TL494工作正常。 2.在确定设计和芯片后，采用分模块的调试方法进行电路调试。先对图4.4模块进行调试。测试15口的输入电压(误差放大器反相端15口采用基准电压输入)，改变16口的输

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入电压，观察3，8口的输出波形。由实验可以得到：TL494 的基准电压是3.5 V；输出波形为PWM 波；误差放大器工作在非线性区，只有当输入(15，16)口的偏差在零到几十个毫伏之间时，PWM 才是可调的；改变16口的电压，可改变PWM 的占空比。 确定电路正常工作后，加入耦合变压器和驱动部分，进行联调。功率MOS管基极的波形如图4.8所示：

图4.8 输出电压波形

3.然后进行高压电路的调试，测得C5，C6 电容两端电压为直流150V。可知高压部分正常工作。最后接上主变压器测量输出端得电压值，得到稳定的可调的电压。

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结 论

本次设计应用TL494设计一个脉宽可调的开关电源，来研究TL494脉宽调制原理。本设计中我学习了大量的TL494资料并研究脉宽调制、驱动与滤波的方法。又自己设计与制作了PCB并焊接电路板，经过大量的学习和实践，对脉宽调制和开关电源的设计有了深刻的理解。

本文内容的首先根据脉宽调制原理做出了初步的理论设计，然后做具体的电路设计，包括高压滤波设计，PWM控制电路设计，启动回路的设计，具体参数计算及PCB的设计、封装、制作，由此构成了以TL494脉宽调制为核心的一个可调脉宽开关电源。

本次设计通过这次毕业设计，我对脉宽调制有了进一步的认识，我摆脱了单纯的理论知识学习状态，和实际设计的结合锻炼了我的综合运用所学的专业基础知识，解决实际工程问题的能力，同时也提高我查阅文献资料、设计手册、设计规范以及电脑制图等其他专业能力水平。

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致 谢

本次毕业设计在张老师的悉心指导下业已完成，在做毕业设计的过程中，张老师经常关心我们的毕业设计的进程，不论繁忙还是空闲，总是很耐心的为我们解答疑惑。张老师严谨的治学精神和深厚的理论水平都使我收益匪浅。衷心的感谢张老师一直以来对我的热情帮助。

感谢四年里陪伴我一路走过来的所有同学们，衷心感谢一直以来他们对我的帮助、理解和支持，感谢他们创造了良好的学习氛围，使我能够在活跃、紧张、认真的学习气氛中渡过了难忘的大学生涯。

感谢那些曾给我授过课的每一位老师，是他们教会了我专业知识。感谢同学们给予的无私的帮助和大力指导，感谢所有曾经帮助过我的朋友们，他们给了我坚强和自信，我为他们感到骄傲。

最后，衷心感谢百忙之中抽出时间参加论文评阅和论文答辩的各位领导，感谢他们为审阅本文所付出的辛勤劳动。

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参考文献

[1]马瑞卿,刘卫国.自举式IR2110集成驱动电路的特殊应用[J].电力电子技术, 2000:15-16.[2]李宣江.开关电源的设计与应用.西安交通大学出版社，2004.[3]丁道宏，陈东伟.电力电子技术应用（第四版）航空工业出版社，2004.

[4]王水平,史俊杰,田安庆.开关稳压电源设计及实用电路(修订版).西安电子科技大学出版社,2005:46-48.[5]王兆安，黄俊.电力电子技术（第四版）.机械工业出版社，2000.[6]辛伊波，陈文清.开关电源基础与应用.西安电子科技大学出版社,2009 [7]周志敏.开关电源实用技术.人民邮电出版社,2005.[8]钱照明，程肇基．电力电子系统电磁兼容设计基础及干扰抑制技术.浙江大学出版社,2000.[9]刘胜利.现代高频电源实用技术.电子工业出版社，2003.[10]薛永义,王淑英,何希才.新型电源电路应用实例.北京：电子工业出版社，2000.[11]张占松．高频开关稳压电源[M].广东科技出版社,1993 [12]赵广林编著.Protel 99 SE电路设计与制作.电子工业出版社,2005.

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附 录

附录A 英文原文

TOPSwitch FamilyThree-terminal Off-line PWM Switch

TOPSwitch device belongs to three-line PWM switch.It is a new type of IC which merges PWM and MOSFET.It has many advantages: small volume, light weight,high density and low cost.High frequency switching power supply made from it can no t only simplify the circuit, but also can imp rove the EMC characteristics and reduce the cost.

The TOPSwitch family implements, with only three pins, allfunctions neceary for an off-line switched mode control system: high voltage N-channel power MOSFET with controlled turn-on gate driver, voltage mode PWM controller with integrated 100 kHz oscillator, high voltage start-up bias circuit,bandgap derived reference, bias shunt regulator/error amplifier for loop compensation and fault protection circuitry.Compared to discrete MOSFET and controller or self oscillating (RCC) switching converter solutions, a TOPSwitch integrated circuit can reduce total cost, component count, size,weight and at the same time increase efficiency and system reliability.These devices are intended for 100/110/230 VAC off-line Power Supply applications in the 0 to 100 W (0 to 50 W universal) range and 230/277 VAC off-line power factor correction (PFC) applications in the 0 to 150 W range.

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Pin Functional Description DRAIN Pin: Output MOSFET drain connection.Provides internal bias current during start-up operation via an internal switched highvoltage current source.Internal current sense point.

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CONTROL Pin: Error amplifier and feedback current input pin for duty cycle control.Internal shunt regulator connection to provide internal bias current during normal operation.Trigger input for latching shutdown.It is also used as the supply bypa and auto-restart/ compensation capacitor connection point.SOURCE Pin: Output MOSFET source connection.Primary-side circuit common, power return, and reference point.

TOPSwitch Family Functional Description TOPSwitch is a self biased and protected linear control current-to-duty cycle converter with an open drain output.High efficiency is achieved through the use of CMOS and integration of the maximum number of functions poible.CMOS significantly reduces bias

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currents as compared to bipolar or discrete solutions.Integration eliminates external power resistors used for current sensing and/or supplying initial start-up bias current.During normal operation, the internal output MOSFET duty cycle linearly decreases with increasing CONTROL pin current as shown in Figure 4.To implement all the required control, bias, and protection functions, the DRAIN and CONTROL pins each perform several functions as described below.Refer to Figure 2 for a block diagram and Figure 6 for timing and voltage waveforms of the TOPSwitch integrated circuit.Control Voltage Supply CONTROL pin voltage VC is the supply or bias voltage for the controller and driver circuitry.An external bypa capacitor closely connected between the CONTROL and SOURCE pins is required to supply the gate drive current.

The total amount of capacitance connected to this pin (CT) also sets the auto-restart timing as well as control loop compensation.VC is regulated in either of two modes of operation.Hysteretic regulation is used for initial start-up and overload operation.Shunt regulation is used to separate the duty cycle error signal from the control circuit supply current.During start-up, VC current is supplied from high-voltage switched current source connected

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internally between the DRAIN and CONTROL pins.The current source provides sufficient current to supply the control circuitry as well as charge the total external capacitance (CT).TOPSwitch Family Functional Description (cont.) The first time VC reaches the upperthreshold, the high-voltage currentsource is turned off and the PWM modulator and output transistor areactivated, as shown in Figure 5(a).During normal operation (when the output voltage is regulated) feedback control current supplies the VC supply current.The shunt regulator keeps VC at typically 5.7 V by shunting CONTROL pin feedback current exceeding the required DC supply current through the PWM error signal sense resistor RE.The low dynamic impedance of this pin (ZC) sets the gain of the error amplifier when used in a primary feedback configuration.The dynamic impedance of the CONTROL pin together with the external resistance and capacitance determines the control loop compensation of the power system.If the CONTROL pin external capacitance (CT) should discharge to the lower threshold, then the output MOSFET is turned off and the control circuit is placed in a low-current standby mode.The high-voltage current source is turned on and charges the external capacitance again.Charging current is shown with a negative polarity and discharging current is shown with a positive polarity in Figure 6.The hysteretic auto-restart comparator keeps VC within a window of typically 4.7 to 5.7 V by turning the high-voltage current source on and off as shown in Figure 5(b).The auto-restart circuit has a divideby-8 counter which prevents the output MOSFET from turning on again until eight discharge-charge cycles have elapsed.The counter effectively limits TOPSwitch power diipation by reducing the auto-restart duty cycle to typically 5%.Auto-restart continues to cycle until output voltage regulation is again achieved.

Pulse Width Modulator The pulse width modulator implements a voltage-mode control loop by driving the output MOSFET with a duty cycle inversely proportional to the current flowing into the CONTROL pin.The error signal acro RE is filtered by an RC network with a typical corner frequency of 7 kHz to reduce the effect of switching noise.The filtered error signal is compared with the internal oscillator sawtooth waveform to generate the duty cycle waveform.As the control current increases, the duty cycle decreases.A clock signal from the oscillator

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sets a latch which turns on the output MOSFET.The pulse width modulator resets the latch, turning off the output MOSFET.The maximum duty cycle is set by the symmetry of the internal oscillator.The modulator has a minimum ON-time to keep the current consumption of the TOPSwitch independent of the error signal.Note that a minimum current must be driven into the CONTROL pin before the duty cycle begins to change.

Gate Driver The gate driver is designed to turn the output MOSFET on at a controlled rate to minimize common-mode EMI.The gate drive current is trimmed for improved accuracy.Error Amplifier The shunt regulator can also perform the function of an error amplifier in primary feedback applications.The shunt regulator voltage is accurately derived from the temperature compensated bandgap reference.The gain of the error amplifier is set by the CONTROL pin dynamic impedance.The CONTROL pin clamps external circuit signals to the VC voltage level.The CONTROL pin current in exce of the supply current is separated by the shunt regulator and flows through RE as the error signal Cycle-By-Cycle Current Limit The cycle by cycle peak drain current limit circuit uses the output MOSFET ON-resistance as a sense resistor.A current limit comparator compares the output MOSFET ON-state drain-source voltage, VDS(ON), with a threshold voltage.High drain current causes VDS(ON) to exceed the threshold voltage and turns the output MOSFET off until the start of the next clock cycle.The current limit comparator threshold voltage is temperature compensated to minimize variation of the effective peak current limit due to temperature related changes in output MOSFET RDS(ON).The leading edge blanking circuit inhibits the current limit comparator for a short time after the output MOSFET is turned on.The leading edge blanking time has been set so that current spikes caused by primary-side capacitances and secondary-side rectifier reverse recovery time will not cause premature termination of the switching pulse.

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General Circuit Operation Primary Feedback Regulation The circuit shown in Figure 7 is a simple 5 V, 5 W bias supply using the TOP200.This universal input flyback power supply employs primary-side regulation from a transformer bias winding.This approach is best for low-cost applications requiring isolation and operation within a narrow range of load variation.Line and load regulation of 5% or better can be achieved from 10% to 100% of rated load.Voltage feedback is obtained from the transformer (T1) bias winding, which eliminates the need for optocoupler and secondary-referenced error amplifier.High-voltage DC is applied to the primary winding of T1.The other side of the transformer primary is driven by the integrated high-voltage MOSFET transistor within the TOP200 (U1).The circuit operates at a switching frequency of 100 kHz, set by the internal oscillator of the TOP200.The clamp circuit implemented by VR1 and D1 limits the leading-edge voltage spike caused by transformer leakage inductance to a safe value.The 5 V power secondary winding is rectified and filtered by D2, C2, C3, and L1 to create the 5 V output voltage.The output of the T1 bias winding is rectified and filtered by D3, R1, and C5.The voltage acro C5 is regulated by U1, and is determined by the 5.7 V internal shunt regulator at the CONTROL pin of U1.When the rectified bias voltage on C5 begins to exceed the shunt regulator voltage, current will flow into the control pin.Increasing control pin current decreases the duty cycle until a stable operating point is reached.The output voltage is

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proportional to the bias voltage by the turns ratio of the output to bias windings.C5 is used to bypa the CONTROL pin.C5 also provides loop compensation for the power supply by shunting AC currents around the CONTROL pin dynamic impedance, and also determines the auto-restart frequency during startup and auto-restart conditions.See DN-8 for more information regarding the use of the TOP200 in bias supplies.

Simple Optocoupler Feedback The circuit shown in Figure 8 is a 7.5 V, 15 W secondary regulated flyback power supply using the TOP202 that will operate from 85 to 265 VAC input voltage.Improved output voltage accuracy and regulation over the circuit of Figure 7 is achieved by using an optocoupler and secondary referenced Zener diode.The general operation of the power stage

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of this circuit is the same as that described for Figure 7.The input voltage is rectified and filtered by BR1 and C1.L2, C6 and C7 reduce conducted emiion currents.The bias winding is rectified and filtered by D3 and C4 to create a typical 11 V bias voltage.Zener diode (VR2) voltage together with the forward voltage of the LED in the optocoupler U2 determine the output voltage.R1, the optocoupler current transfer ratio, and the TOPSwitch control current to duty cycle transfer function set the DC control loop gain.C5 together with the control pin dynamic impedance and capacitor ESR establish a control loop pole-zero pair.C5 also determines the auto-restart frequency and filters internal gate drive switching currents.R2 and VR2 provide minimum current loading when output current is low.See DN-11 for more information regarding the use of the TOP202 in a low-cost, 15 W universal power supply.Accurate Optocoupler Feedback The circuit shown in Figure 9 is a highly accurate, 15 V, 30 W secondaryregulated flyback power supply that will operate from 85 to 265 VAC input voltage.A TL431 shunt regulator directly senses and accurately regulates the output voltage.The effective output voltage can be fine tuned by adjusting the resistor divider formed by R4 and R5.Other output voltages are poible by adjusting the transformer turns ratios as well as the divider ratio.The general operation of the input and power stages of this circuit are the same as that described for Figures 7 and 8.R3 and C5 tailor frequency response.The TL431 (U2) regulates the output voltage by controlling optocoupler LED current (and TOPSwitch duty cycle) to maintain an average voltage of 2.5 V at the TL431 input pin.Divider R4 and R5 determine the actual output voltage.C9 rolls off the high frequency gain of the TL431 for stable operation.R1 limits optocoupler LED current and determines high frequency loop gain.

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附录B 汉语翻译

TOPSwitch系列三端离线式PWM开关

TOPSwitch器件为三端单片开关电源, 是一种将PWM和MOSFET合二为一的新型集成芯片。与普通线性稳压电源相比其优点为体积小、重量轻, 并且密度高、价格低; 采用它制作高频开关电源, 不仅简化了电路, 同时可以改善电源的电磁兼容性能, 且降低了制作成本。

TOPSwitch系列（仅用三个引脚）实现了离线开关式控制系统所必需的所有功能：带受控导通门驱动器的高压N沟道功率MOSFET ；集成了100KHz振荡器的电压模式PWM控制器；高压启动偏置电路；基准电压参考点；偏置并联稳压器/误差放大器 用于环路补偿和故障保护电路。相比 离散的MOSFET和控制器或自振荡（RCC）开关转换器的解决方案，TOPSwitch集成电路可以降低总成本，元件数量，尺寸，重量同时提高了效率和系统的可靠性。这些设备用于在0到100瓦（普通0到50瓦）范围内提供100/110/230伏离线电源和在0到150瓦范围提供230/277伏离线功率因数校正（PFC）功能。

图1 典型应用

沈阳理工大学学士学位论文

图2 功能块图

脚功能描引述

漏引脚

输出MOSFET的漏极连接。在启动过程中通过一个内置的开关高压电流源提供内部偏置电流，内部电流检测点。 控制引脚

误差放大器和用于工作周期控制的反馈电流输入引脚 。内部并联稳压器在正常运行期间提供内部 偏置电流。关断触发脉冲输入。它也可以用来作为电源旁路和自动重新启动/补偿电容连接点。 源极引脚

MOSFET的电源输出接点。一次侧电路的公共点，能量回馈和参考点。

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图3 管脚排列

TOPSwitch系列的功能描述

图4 占空比与控制极引脚电流的关系

TOPSwitch是一个具有开漏输出结构的自偏置和自我保护的线性频宽电流控制器。 CMOS的使用和最大化的功能集成度使之更高效。相比双极性或者离散解的方法CMOS极大地减小了偏置电流。它的集成性消除了用于电流检测和/或提供初始启动偏置电流的外部功率电阻器如图4所示，在正常运行期间，内部输出MOSFET的占空比随着控制极引脚电流的增大而呈线性减小。为了实现所有要求的控制、偏置和保护功能，漏极和控制极引脚都分别执行如下所描述的功能。参见图2 的方框图和图6 TOPSwitch集成电路的时间电压波形图。

控制电压供应

控制引脚电压VC 是控制器和驱动电路的电压源或偏置电压源。紧密联系控制极和

《开关电源辐射整改措施.doc》

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