2011 沈阳理工大学XX上传
摘 要
随着开关电源在计算机、通信、航空航天、仪器仪表及家用电器等方面的广泛应用, 人们对其需求量日益增长, 并且对电源的效率、体积、重量及可靠性等方面提出了更高的要求。开关电源以其效率高、体积小、重量轻等优势在很多方面逐步取代了效率低、又笨又重的线性电源。电力电子技术的发展，特别是大功率器件IGBT和MOSFET的迅速发展，将开关电源的工作频率提高到相当高的水平，使其具有高稳定性和高性价比等特性。开关电源技术的主要用途之一是为信息产业服务。信息技术的发展对电源技术又提出了更高的要求，从而促进了开关电源技术的发展。开关电源的高频变换电路形式很多, 常用的变换电路有推挽、全桥、半桥、单端正激和单端反激等形式。其中, 在半桥式变换器电路中, 变压器初级在整个周期中都流过电流, 磁芯利用得更加充分。本文介绍了一款基于PWM技术的半桥式开关稳压电源。给出了高频变压器、PWM控制及驱动电路的详细设计方法及设计思路，并用该方法设计了一台输出电压可自由调节的开关稳压电源。
关键词： PWM；半桥电路；开关电源
I
ABSTRACT
With the switch power source extensive use in the field of computer , communicate by letter , aeronautics and astronautics , instrument appearance and domestic appliances etc., people increases by gradually to whose need amounts, have brought forward higher request to aspect such as power source efficiency , bulkfactor, and reliability.The switch power source is small with it\'s efficiency height , volume , weight makes light of to wait for advantage to have substituted the inefficient , both stupid and serious linearity power source in many aspects step by step.The electric power electronic technology development, specially high efficiency component IGBT and the MOSFET rapid development, enhancesthe switching power supply operating frequency to the quite high level, enable it to have the high stability and Gao Xingjia comparesand so on the characteristic.One of switching power supply technologymain uses is serves for the information industries.The information technology development also set a higher request to the power source technology, thus promoted the switching power supply technology development.Switch power source high frequency alternation circuit form many, forms such as alternation circuit in common use having the push-pull , entire bridge , the bridge , only upright exciting and single end exciting partly on the contrary.Among them , be hit by in half bridge types converter circuit, the transformer is elementary in entire period all.This text introduce a half bridge switching mode power supply (SMPS) based on the PWM technology.The detailed design method of high frequency transformer,PWM control and drive electric circuit and design way of thinking were provided, counteracted that method to design one set biggest output the power as 320W of many road direct currents output the half bridge switching mode power supply.
II
Keywords: PWM; Half bridge circuit; switch power source
目录
1 引言 ..............................................................................................1
1.1 背景和意义 .........................................................................1 1.2 开关电源的现状及趋势 ......................................................1 1.3 课题研究意义 .....................................................................3 2 脉宽调制电路设计 .......................................................................4
2.
1设计基本设想 .....................................................................4 2.2 主电路设计 .........................................................................5
2.2.1 输入滤波电路 ............................................................6 2.2.2 整流与滤波电路 ........................................................6 2.2.3 逆变电路 ...................................................................6 2.2.4 输出滤波电路 ............................................................6 2.2.5 控制驱动电路 ............................................................6
3 脉宽调制芯片TL494 ...................................................................8
3.1 TL494管脚图 .....................................................................8 3.2 TL494内部电路介绍 ..........................................................8 3.3 TL494管脚功能及参数 ......................................................9 3.4 TL494脉宽调压原理 ........................................................11 4 脉宽调制硬件设计 .....................................................................13 4.1 高压滤波电路设计 ...........................................................13 4.2 PWM控制电路的设计 .....................................................14 4.3 启动回路部分设计 ...........................................................16 4.4 输出回路的设计 ...............................................................19 4.5 主电路设计图设计与分析 ................................................21
III
5 PCB设计制作与电路调试 .........................................................24 5.1 原理图的设计步骤 ...........................................................24 5.2 特殊元件的布局 ...............................................................26 5.3 布线处理 ...........................................................................27 5.4 调试计划 ...........................................................................29 结 论 ................................................................................................31 致 谢 ................................................................................................32 参考文献 ..........................................................................................33 附 录 ................................................................................................34 附录A 英文原文 .....................................................................34 附录B 汉语翻译 .....................................................................44 附录C 实物图 ........................................................................53
IV
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1引言
1.1 背景和意义
电源是电子设备的心脏部分，其质量的好坏直接影响着电子设备的可靠性，而且电子设备的故障60%来自电源，因此，电源越来越受人们的重视。开关稳压电源的调整工作在开关状态，主要的优越性就是变换效率高，可达70%-95%。因此目前空间技术、计算机、通信、雷达、电视及家用电器中的稳压电源逐步被开关电源所取代。开关稳压电源的优越性主要表现在：功耗小，稳压范围宽，体积小、重量轻。
传统的线性电源虽然具有稳压性能好、输出纹波电压小、使用可靠等优点，但其所用的工频变压器往往体积庞大，而且调整管工作在线性放大状态，导致电源功耗大、效率低、发热严重。开关电源采用功率管作为开关器件，工作在开关状态，故损耗小；由于工作频率在几十到上百千赫兹，故滤波电容、电感的数值也较小。因此，开关电源具有功耗低、体积小等优点。另外，由于功耗小，机内温升低，提高了整机的稳定性和可靠性。此外，开关电源对电网的适应能力也很强，一般线性稳压电源允许电网波动范围为220v×(1±10％)，而开关电源则在电网电压在100～260V范围内变化时，都可以获得稳定的输出电压。
由于开关电源具有上述优点，故在现代电子系统中应用越来越广泛。但开关电源由于理论复杂，设计过程需要较多的实践经验，设计过程遇到的不少关键问题往往要靠资深电源工程师的丰富经验来解决。一些关键环节的设计好坏往往决定着一个电源能否稳定可靠地工作，但这些环节的理论却往往不够系统化或者与实际应用脱节，导致开关电源的设计成为一大难题，成为资深电源工程师的“专利\"。为此更好的理论联系实际，开发出性能更好，效率更高的显得尤为重要。
1.2 开关电源的现状及趋势
目前常用的直流稳压电源和开关电源两大类。由于开关电源本身消耗的能量低，电源效率比普通线性稳压电源提高一倍，被广泛用于电子计算机、通讯、家电等各个行业.开关电源（Switch Mode Power Supply,即SMPS)被誉为高效节能型电源，它代表着文雅电源的发展方向，现已成为稳压电源的主流产品。半个世纪以来，开关电源大致经历了四个发展阶段。早期的开关电源全部由分立元件构成，不仅开关频率低、效率不高，而且电路复杂，不易调试。在20世纪70年代研制出的脉宽调制器集成电路，仅对开关电源
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种的控制电路实现了集成化[1]。20世纪80年代问世的单片开关稳压器，从本质上讲仍属于AC/DC电源变换器。随着各种类型单片开关电源集成电路的问世。AC/DC电源变换器的集成化变为现实。
随着全球对能源问题的重视，电子产品的耗能问题将愈来愈突出，如何降低其待机功耗，提高供电效率成为一个急待解决的问题。传统的线性稳压电源虽然电路结构简单、工作可靠，但它存在着效率低、体积大、铜铁消耗量大，工作温度高及调整范围小的缺点。
开关电源的效率比线性电源高很多。这样就节省了能源，因此它受到了人们的青睐。但它也有缺点，就是电路复杂维修困难，对于电路的污染严重。电源噪声大，不适合用于某些低噪声电路。开关电源的技术追求和发展趋势可以概括为以下四个方面:小型化、微型化、轻量化、高频化。开关电源的体积、重量主要由储能元件（磁性元件和电容）决定的，因此开关电源的小型化实质上就是竟可能减小其中储能元件的体积。在一定范围能，这样就节省了能源，因此它受到人们的青睐。但它也有缺点，就是电路复杂，维修困难，对电路的污染严重。电源噪声大，不适合用于某些低噪声电路。开关电源的技术追求和发展趋势可以概括为以下四个方面：
1）小型化、薄型化、轻量化、高频化。开关电源的体积、重量主要是由储能元件（磁性元件和电容）决定的，因此开关电源的小型化实质上就是尽可能减小其中储能元件的体积。在一定范围内，开关频率的提高，不仅能有效地减小电容、电感及变压器的尺寸，而且还能够抑制干扰，改善系统的动态性能，因此高频化是开关电源的主要发展方向。
2）高可靠性。开关电源比连续工作电源使用的元器件多数十倍，因此降低了可靠性。从寿命角度出发，电解电容、光耦合器及排风扇等器件的寿命决定着电源的寿命。所以，要从设计方面着眼，尽可能使用较少的器件，提高集成度，采用模块化技术可以满足分布式电源系统的需要提高系统的可靠性。
3）低噪声。开关电源的缺点之一是噪声大，单纯地追求高频化，噪声也会随之增大。采用部分谐振转换回路技术，在原理上既可以提高频率又可以降低噪声，所以，尽可能降低噪声影响是开关电源的又一发展方向。
4）采用计算机辅助设计和控制。在电路中引入微机检测和控制，可构成多功能监控系统，可以实时检测、记录并自动报警等。
5）低输出电压技术。随着半导体制造技术的不断发展，微处理器和便携式电子设
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备的工作越来越低，这就要求未来的DC-DC变换器能够提供低输出电压以适应微处理器和便携式电子设备的供电要求。
开关电源的发展从来都是与半导体器件及磁性元件等的发展休戚相关，高频化的实现，需要相应的高速半导体器件和性能优良的高频电磁元件。发展电力M O S F E T、I G B T等新型高速器件，开发高频用的低损磁性材料，改进磁元件的结构及设计方法，提高滤波电容的介电常数及降低其等效串联电阻等方面的工作，对于开关电源小型化始终产生着巨大的推动作用。总之，人们在开关电源技术领域里，边开发低损耗回路技术，边开发新型元器件，两者相互促进推动着开关电源每年以超过两位数的市场增长率向小型、薄型、高频、低噪声、高可靠方向发展。
1.3 课题研究意义
在开关稳压电源电路中，由于开关功率管工作在开关状态，因此它所产生的高频交流电压和电流将会通过电路中的其他元器件产生尖峰干扰和谐振噪声，这些干扰和噪声如果不采取一定的措施进行抑制、消除和屏蔽，就会严重地影响整机的正常工作。此外，由于开关稳压电源电路中的振荡器没有工频降压变压器的隔离，因此这些干扰和噪声就会窜入工频电网，使附近的其他电子仪器、设备和家用电器受到严重的干扰。而且这种高频干扰还会通过开关稳压电源电路中的磁性元件（如电感和开关变压器等）辐射到空间，使周围的其他电子仪器、设备和家用电器也同样受到严重的干扰。
对于无工频变压器的开关稳压电源电路中的高压、高温电解电容，高反压、大电流功率开关管，高频开关变压器的磁性材料，高反压、大电流、快恢复肖特基二极管等器件，在我们国家还处于研究、开发和试制阶段。在一些技术发达的国家，开关稳压电源虽然有了一定的发展，但在实际应用中也还存在着一些问题，不能令人十分满意。这就暴露出了开关稳压电源的另一个缺点，那就是电路结构复杂，故障率高，维修麻烦。对此，如果设计者和生产者不予以充分重视，它将直接影响开关稳压电源的推广应用。
目前，由于国内微电子技术、阻容器件生产技术以及磁性材料烧结技术等与一些技术发达国家还有一定的差距，因此其造价和成本不能进一步降低，也影响到其可靠性的进一步提高。这就导致了在我国的电子仪器、仪表以及机电一体化设备中，开关电源还不能得到十分广泛的普及与应用。因此，开关电源的设计还存在很大的提升空间。
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2脉宽调制电路设计
2.
1设计基本设想
PWM型开关稳压电源的基本原理就是通过脉宽调制以消除纹波，得到一个稳定的输出电压。
我们的控制电路的基本设想，就是使输入、输出电压存在关系式：
D
VoVg
（2.1）
1D式（2.1）中Vg为给定输入电压，Vo为输出电压。这样，通过调节系数D，就可以调节输出电压了。D为输出占空比，D＝Ton／Ts。PWM型控制电路把Ｔs保持固定，通过调Ton来调D。
控制电路的基本工作有理可用下面的框图2.1表示。
图 2.1 工作原理框图
稳压原理：当Vo上升时，Vcom上升，Ton下降，D下降（因Ts固定），Vo下降（当Vg不变时），从而使Vo回到正常值。当Vcom上升时，Ton随之下降的示意图如图2.2所示。
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图2.2 稳压波形图
上述过程是一个负反馈过程。同样有：当Vo下降时，Vcom下降，Ton上升，D上升，Vo上升。从而使Vo回到正常值。在本次设计中，就是根据以上理论，用TL494设计而成。
根据课题设计要求及隔离型开关稳压电源各种型号电路的优缺点综合考虑，本设计拟采用半桥式开关稳压电源的电路结构，变压器双向励磁，开关较少，成本较低，输出功率可达几百瓦到几千瓦，并且无偏磁问题[2]。但是半桥式电路结构也存在一定的缺点，即存在直通问题，可靠性能相对较低，并且需要较复杂的隔离驱动电路。
2.2 主电路设计
半桥型开关稳压电路主要有主电路和控制驱动电路两大部分组成。其中主电路，可分为整流、逆变和高频整流滤波三个环节，输入～220V经桥式整流滤波后获得 +300V左右的直流电压。半桥型逆变电路是由两个功率 MOS管组成，他们交替触发导通，使变压器一次侧形成幅值为 U／2的交流电压。改变开关导通的占空比，即能改变变压器二次侧整流输出平均电压Uo。
从交流电网输入、直流输出的全过程，包括：
输入滤波器：其作用是将电网存在的杂波过滤，同时也阻碍本机产生的杂波反馈到公共电网。
整流与滤波：将电网交流电源直接整流为较平滑的直流电，以供下一级变换。 逆变：将整流后的直流电变为高频交流电，这是高频开关电源的核心部分，频率越高，体积、重量与输出功率之比越小。
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输出整流与滤波：根据负载需要，提供稳定可靠的直流电源。
2.2.
1输入滤波电路
电路中采用共模扼流圈和滤波电容共同组成输入滤波电路。其中L是在一个闭合磁路的磁芯上绕制相同的电感量的两个绕阻。当这两个电感为独立电感时，由于其上有电流流过，电流产生变化时，磁芯磁场强度的变化会导致有效磁导率发生变化，甚至饱和，亦即对于电源频率分量和高频噪声分量的有效导磁率随着导线电流的增加而减少，将两个电感绕制在一个磁芯上且构成往复线路式绕阻。由于电源频率分量所产生的磁通彼此的相位差为180度，因它们的匝数相等而被相互抵消，对电源频率分量的电感为零，而对于共模噪声成分则呈现很高的有效导磁率，因而将得到很大的衰减。
2.2.
2整流与滤波电路
整流电路中采用四个肖特基整流二极管组成桥式整流，将输入220V交流电压经桥式整流滤波后获得+300V左右的直流电压。
2.2.3 逆变电路
本设计开关电源的逆变拟采用半桥式电路。在半桥式功率变换电路中的功率开关管MOSFET输入阻抗很高且是电压控制器件，所需驱动电流小，其开关时间以ns计且不受温度变化的影响。导通电阻R的温度系数为正，当Ｒ随温度升高而增大时电流自动减小，这使其本身就具有自动均流能力。电路中的分压电容起着较强的搞不平衡作用。半桥型开关电路对由于两管开关导通时间不对称而造成变压器一次侧的直流分量有自动平衡作用，因此不容易发生变压器的偏磁现象[3]。由于TL494中存在死区时间，所以不存在由于两个MOS管共同导通而损坏功率管的情况。
2.2.4 输出滤波电路
输出电路从次级线圈经全波整流后接一个∏型LC滤波器，得到稳定的直流输出电压。
2.2.
5控制驱动电路
该开关稳压电源的控制驱动电路是以TL494为核心，采用恒频脉宽调制控制方式。
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误差放大器的输入信号分别是给定信号和电压反馈信号。反馈信号是由输出电压经分压电路获取，系统为了得到较好的静、动态特性，在误差放大器的输入和输出端接入了RC反馈网络。该控制电路一方面从输出端取样，经与设定标准进行比较，然后去控制逆变器，改变其频率或脉宽，达到输出稳定的目的。
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3 脉宽调制芯片TL494
3.
1TL494管脚图
TL494是一种固定频率脉宽调制电路，它包含了开关电源控制所需的全部功能，广泛应用于推挽式、半桥式、全桥式开关电源。TL494采用标准双列直插式16引脚（DIP16）封装[4]。它的管脚图如图3.1所示：
图3.1 TL494管脚图
3.2 TL494内部电路介绍
TL494是一种电压控制模式的PWM控制和驱动集成电路芯片，由于它具有两路相位相差180°的PWM驱动信号输出，因此被广泛的应用与单端式（正极式和反极式）和双端式（半桥式、全桥式和推挽式）开关稳压电源电路。TL494内部电路如图3.2所示：
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图3.2 TL494内部电路框图
(1)内置RC定时电路设定频率的独立锯齿波振荡器，其振荡频率：
f =1.1/ Ct* Rt
(3.1) 式中，f单位为KHz，R的单位为kΩ，C的单位为μF，其最高振荡频率为300KHz，能驱动双极型开关管或MOSFET管[5]。
(2)内部设有比较器组成的死区时间控制电路，用外加电压控制比较器的输出电平，通过其输出电平使触发器翻转换，控制两路输出之间的死区时间。当⑷脚输出电平升高时，死区时间增大。
(3)触发器的两路输出设有控制电路，使内部2只开关管既可输出双端时序不同的驱动脉冲，驱动推挽开关电路和半桥开关电路，也可输出同相序的单端驱动脉冲，驱动单端开关电路。
(4)内部两组完全相同的误差放大器，其同相输入端和反相输入端均被引出芯片外，因此可以自由设定其基准电压，以方便用于稳压取样，或用其中一种作为过压、过流的超阈值保护。
(5)输出驱动电流单端达到400mA，能直接驱动峰值开关电流达5A的开关电路。双端输出为2×200mA，加入驱动级即能驱动近千瓦的推挽式和半桥式电路[6]。
3.3 TL494管脚功能及参数
1脚为内部1#误差放大器的同向输入端 IN1+。
2脚为内部1#误差放大器的反向输入端IN1—。
3脚为误差放大器A
1、A2输出端。集成电路内部用于控制PWM比较器的同相输入，
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当A
1、A2任一输出电压升高时，控制PWM比较器的输出脉宽减小。同时，该输出端还引出端外，以便与
2、15脚间接入RC频率校正电路和直流负反馈电路，稳定误差放大器的增益以及防止其高频自激。3脚电压反比于输出脉宽，也可利用该端功能实现高电平保护。
4脚为死区时间控制端。当外加1V以下的电压时，死区时间与外加电压成正比。如果电压超过1V，内部比较器将关断触发器的输出脉冲，起到保护作用。
5脚为锯齿波振荡器外接定时电容端。 6脚为锯齿波振荡器外接定时电阻端。 7脚为共地端。
8、11脚为两路驱动放大器NPN管的集电极开路输出端。当通过外接负载电阻引出输出脉冲时，为两路时序不同的倒相输出，脉冲极性为负极性，适合驱动P型双极型开关管或P沟道MOS FET管。此时两管发射极接共地。
9、10脚为两路驱动放大器的发射极开路输出端，也是对应的脉冲参考地端。 12脚为Vcc、输入端。供电范围适应8～40V。
13脚为输出模式控制端。外接5V高电平时为双端图腾柱式输出，用以驱动各种推挽开关电路。接地时为两路同相位驱动脉冲输出，
8、11脚和
9、10脚可直接并联。双端输出时最大驱动电流为2×200mA，并联运用时最大驱动电流为400mA。
14脚为内部基准电压精密稳压电路端。输出5V±0.25V的基准电压，最大负载电流为10mA。用于误差检出基准电压和控制模式的控制电压。
15脚为内部2#误差放大器的反向输入端IN2-。
16 脚为内部2#误差放大器的同向输入端IN2+。
RT取值范围1.8～500kΩ，CT取值范围4700pF～10μF，最高振荡频率fOSC≤300KHz。
TL494在工作时，通过
5、6脚分别接定时元件CT和RT。经相应的门电路去控制TL494内部的两个驱动三极管交替导通和截止，通过8脚和11脚向外输出相位相差180°的脉宽调制控制脉冲。工作波形如图3-3所示。TL494若将13脚与14脚相连．可形成推挽式工作；若将13脚与7脚相连．可形成单端输出方式。为增大输出可将2个三极管并联[7]。
TL494工作时的波形图如图3.3所示：
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图3.3 工作波形图
3.4 TL494脉宽调压原理
振荡器产生的锯齿形振荡波送到PWM比较器的反相输入端,脉冲调宽电压送到PWM比较器的同相输入端,通过PWM比较器进行比较,输出一定宽度的脉冲波。当调宽电压变化时,TL494输出的脉冲宽度也随之改变,从而改变开关管的导通时间TON ,达到调节、稳定输出电压的目的 。
脉冲调宽电压可由3脚直接送入的电压来控制,也可分别从两个误差放大器的输入端送入，通过比较、放大，经隔离二极管输出到PWM比较器的正相输入端。两个放大器可独立使用，如分别用于反馈稳压和过流保护等，此时3脚应接RC网络，提高整个电路的稳定性。
TL494是一个固定频率的脉冲宽度调制电路，内置了线性锯齿波振荡器，振荡频率可通过外部的一个电阻和一个电容进行调节，输出脉冲的宽度是通过电容CT上的正极性锯齿波电压与另外两个控制信号进行比较来实现。功率输出管Q1和Q2受控于或非门。当双稳触发器的时钟信号为低电平时才会被选通，即只有在锯齿波电压大于控制信号期间才会被选通。当控制信号增大，输出脉冲的宽度将减小。 控制信号由集成电路外部输入，一路送至死区时间比较器，一路送往误差放大器的输入端。死区时间比较器
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具有120mV的输入补偿电压，它限制了最小输出死区时间约等于锯齿波周期的4%，当输出端接地，最大输出占空比为96%，而输出端接参考电平时，占空比为48%。当把死区时间控制输入端接上固定的电压（范围在0—3.3V之间）即能在输出脉冲上产生附加的死区时间。
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4 脉宽调制硬件设计
4.
1高压滤波电路设计
高频开关电源首先将工频交流整流为直流,再逆变为高频,最后经过整流滤波电路输出,得到稳定的直流电压, 因此自身含有大量的谐波干扰,同时,由于变压器的漏感和输出二极管的反向恢复电流造成的尖峰,都形成了潜在的电磁干扰。开关电源中的干扰源主要集中在电压、电流变化大的元器件上,突出表现在开关管、二极管、高频变压器等上。
首先,开关电路产生的电磁干扰是开关电源的主要干扰源之一。开关电路是开关电源的核心,主要由开关管和高频变压器组成。它产生的du/ dt 具有较大幅度的脉冲,频带较宽且谐波丰富。这种脉冲干扰产生的主要原因是:开关管负载为高频变压器初级线圈,是感性负载,在开关管导通瞬间,初级线圈产生很大的涌流,并在初级线圈的两端出现较高的浪涌尖峰电压;在开关管断开瞬间,由于初级线圈的漏磁通,致使一部分能量没有从一次线圈传输到二次线圈,电源电压中断会产生与初级线圈接通时一样的磁化冲击电流瞬变,这种瞬变是一种传导型电磁干扰。其次,整流电路中,在输出整流二极管截止时有一个反向电流,它恢复到零点的时间与二极管结电容等因素有关。
其中能将反向电流迅速恢复到零的二极管称为硬恢复特性二极管,这种二极管在变压器漏感和其他分布参数的影响下将产生较强的高频干扰,其频率可达几十兆赫。最后,高频变压器初级线圈、开关管和滤波电容构成的高频开关电流环路可能会产生较大的空间辐射,形成辐射干扰。如果电容滤波容量不足或高频特性不好,电容上的高频阻抗会使高频电流以差模方式传导到交流电源中形成传导骚扰[8]。
任何电源线上的传导干扰信号,均可用差模和共模信号来表示。在一般情况下,差模幅度小,频率低,所造成的干扰较小;共模干扰幅度大,频率高,还可以通过导线产生辐射,所造成的干扰较大。解决这个问题最有效的方法是在开关电源输入和输出电路中加装电磁干扰滤波器。它的作用就是抑制干扰信号的通过。 为此设计了下图所示的滤波器。如图4.1所示。
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图4.1 主电路滤波设计
其中L1、L2 为共模扼流圈，由于它的两个线圈匝数相等，这两个电感对于差模电流和主电流所产生的磁通是方向相反、互相抵消的，因而不起作用；而对于共模干扰信号，能够得到一个大的电感量呈现高阻抗，以获得最大的滤波效果，因此对其有良好的抑制作用。它的线圈绕在低损耗、高磁导率的铁养体磁环上。为确保两个线圈的绝缘，需分别绕在磁环的两侧。
在这里我们选择L1，L2 为20mH, C
1、C2主要来衰减差模干扰，可以选择:0.1～2μF。这里我们选择0.1uF的电容，耐压值选择为1kv。C
3、C4跨接在输出端，经过电容分压后接地，能有效的抑制共模干扰。C
3、C4可以选择的范围为2200p F～1033μF，这里我们选择C3，C4为4n7，4n7即4700pF.在选择滤波元件时,一定要保证输入滤波器谐振频率低于开关电源的工作频率。由于随着电源工作频率的升高,滤波器对运行噪声将更容易抑制,所以设计中要注意滤波器在工作频率低时的抑制效果。此次参数选取均在要求范围内，可以有效的滤波。
本电路设计主要参数：（1）输出电压:额定工作电压48V；（2）输出电流:额定工作电流2A；（3）输入条件:50Hz，交流220V；（4）纹波电压Vor为20mV。依照此参数来进行具体的参数计算。
对于二极管整流桥D1-D4的选择，考虑到实际电网中的交流电电压值变化较大，其上限值取220V×(1+20%）=264V，其幅值电压可达264×1.414≈373.3V。由于整流桥中的二极管在承受反向电压时由两只二极管串联承担，因此，选取耐压为400V、电流为5A的整流桥完全可保证安全工作。
4.2 PWM控制电路的设计
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PWM脉冲控制电路采用美国硅通用电气公司设计的适用于高频功率MOS管驱动的第二代集成电路脉冲宽度控制器芯片TL494作主控制芯片，用来驱动功率MOS管。其控制的半桥型开道稳压电源具有逆变频率高，稳压性能好。
主要性能
1.电路中设置了欠电压锁定和限流关断电路。 2.具有软启动电路。
3.输出级具有极强的图腾柱输出结构形式。 4.内部具有宽带误差放大器。
5.内部具有高精度的5.1V基准电压源。 TL494外围电路具体电路图如图4.2所示：
图4.2 TL494外围电路设计
A点接输出U0，B点接输出的负端。误差放大器1做过流保护。1脚接地，2脚电压是14管脚输出的5V电压 经(RP2 R27 )；(R24 ，R30) 分压后获得的，监控电流控制信号。3脚 内部2个误差放大器的输出端。用电阻和电容串联分别接至2脚和15脚，以此来消除寄生振荡。5脚和6脚接内部振荡器
f =1.1/ Ct* Rt。8脚和11脚双路脉冲输出，相位差180°。双路输出时23管脚接至14管脚，单路输出时接地。管脚15，14脚与地之间 R18 ，R20 分压，分压后 U15=2.5V 作为误差放大器2的反向输入端。
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输出电压U（48V）经R23 和(R21，RP1),分压后 加到16脚，作为误差放大器2的同向输入。并且微调RP1可调整输出电压的数值。
下图4.3为PWM脉冲经过的电路设计：
图4.3 脉冲输出电路
由于TL494驱动大功率MOS管的效果很不好，因此本电路设计输出脉冲先驱动3极管，再来驱动MOS管。设计电路中R7为TL494内部三极管的集电极的负载电阻。在电路中放置C1和R2，C1和R2 分别为“加速电容器”和限流电阻。可使三极管更迅速的导通和关断。R8为接地电阻，发射集用二极管和电解电容并联接地连接，这样可使三极管在截止的时候释放电流。
4.3 启动回路部分设计
电路的启动回路设计为半桥启动，半桥式电路顾名思义就是取掉桥式电路中的两只开关管，半桥变换器电路如图4.4所示。
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图4.4 半桥电路原理图
电路的工作过程：VT1与VT2交替导通，使变压器一次侧形成幅值为Ui/2的交流电压。改变开关的占空比，就可以改变二次侧整流电压Ud的平均值，也就改变了输出电压U0。VT1导通时，二极管V1处于通态，VT2导通时，二极管V2处于通态，当两个开关都关断时，变压器绕组N1中的电流为零，V1和V2都处于通态，各分担一半的电流。VT1或VT2导通时电感L的电流逐渐上升，两个开关都关断时，电感L的电流逐渐下降。VT1和VT2断态时承受的最高电压为Ui。由于电容的隔离作用，半桥电路对由于两个开关导通时间不对称而造成的变压器一次侧电压的直流分量有自动平衡作用，因此不容易发生变压器的偏磁和直流磁饱和[9]。
当滤波电感L的电流连续时，输出电压的计算公式为：
U0N2ton
(4.1)
UlN1T半桥式开关电路省去两只开关管，采用连接电容分压方式，使开关管c-e极电压与桥式电路相同，同时驱动电路也大为简化，只需两组在时间轴上不重合的驱动脉冲，两组驱动电路的参考点为各自开关管的发射极，显然比桥式电路的形式简单得多。根据上述原理，当采用相同规格开关管时，半桥式负载端电压为1/2Uin，输出功率为桥式电路的1/4。半桥式电路具有全桥式电路的所有优势，因此其应用比全桥式更普遍。
本次设计具体电路设计如图4.5所示。
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图4.5 半桥电路设计
当8脚和11脚产生PWM负脉冲，轮流输出。这时在T1绕组上就有电流流过，于是T1变压器的次级绕组上就会感应出极性相反的电压，这样他们就轮流给V3，V4的基极输入电流，使得他们在单位时间内只有一个是导通的，而另一个是截止的。V3，V4导通时间的长短完全受脉冲调制PWM控制的。
MOSFET额定电流Ice的选择
MOSFET额定电流Ice的选择，要根据实际电路中最大额定电流Ie、负载类型、允许过载的程度等因数。在一般性电阻性负载的电压变换装置中，若实际电路中电流最大有效值为Ie，则要选MOSFET的Ice≈1.5Ie。本电路中Ice的选择为8A。
本电路采用变压器耦合驱动，有以下优点: 1．可以将脉宽调制PWM和大功率开关管隔离开，因为驱动变压器的初级绕组和次级绕组之间，在电路上是绝缘的，而且耐压是很高的，这样脉宽调制器与大功率开关管，在电路上是相互绝缘的，不会因为大功率开关管击穿而烧毁脉宽调制器，为此电流负反
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馈也必须采用变压器隔离耦合。
2．改变变压器的初级和次级的匝数比，可以改变输出电压的高低。
3．次级输出的脉冲，变成有正负交替的脉冲，正脉冲能使开关管快速饱和和导通，负脉冲能使开关管迅速截止[10]。
电路启动过程分析：
当接通电源后，由滤波电容器C5上的150V电压的正端输出电流，通过启动电阻R
12、R15分压给V3注入一个基极电流，这时V3流入的集电极电流通过发射极，又通过驱动变压器T1中的W3（T1中间的那段绕组）电流由上往下流，又通过主变压器T2初级绕组由下往上流，最后通过电容C7，回到C5上的150V负端。C6和C5类似，但流经W3的电流方向相反，而幅值又相等，这样W3中的电流就相互抵消了，W3中没有电流也就不能震荡起来了。这是一个非常重要的问题，但是W3中是有电流的，虽然V3，V4的外围电路相同，元件参数也相等，所加的电压也相等，但是元件参数的分散性还是比较大的，也就是说相同的元件，相同的参数，但是他们存在着误差，不可能完全相等，所以抵消一部分电流后W3中还是有电流，在T2的初级绕组产生幅值+150~ -150的方波。来驱动反馈变压器使TL494工作。 一但TL494正常工作，这个启动自激震荡的波形就立刻停止了。
电路启动后，R
12、R15就完成了任务，虽然在电路中没有断开，但在电路中已经不起作用了，因为启动电阻R1 R3的阻值很大（一般都在300K以上），对三极管的电流很小起不到控制作用，这样三极管的导通和截止完全受PWM来控制。
4.4 输出回路的设计
本次设计中拟采用∏型RC滤波电路。如图4.6所示：
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图4.6 二次回路中∏型RC滤波电路
电路中，由电感L
3、电容C
22、C23组成滤波电路。因为二次整流电路一般都为为高频整流电路，所以整流二极管必须高频快恢复开关二极管。作为开关稳压电源电路中的二次整流二极管，必须具有开关速度快、截止时反向漏电流小和恢复速度快等特点。这些特点的优势在高频大功率输出开关稳压电源电路中表现得尤为突出。在无工频变压器但具有开关功率变压器的开关稳压电源电路中，开关二极管或续流二极管即为二次整流部分的整流二极管。在整流电路的设计时，采用全波整流方式。全波整流电路的优点是变压器输出功率的利用率为100％，输出直流电压中的纹波电压较低。缺点是高频开关变压器必须加工有中心抽头。在整流二极管的两端并联有一电阻和电容串联的电路，其作用是滤除高频杂波信号，使高频杂波通过C22导通到地。其中C22的作用是滤除交流信号。电感L对直流电无电压降，对交流电能够储藏能量，利用电感的储能作用可以减小输出电压的纹波，从而得到比较平滑的直流。电容C23为二次滤波电容，用来再次滤除交流信号。
整流二极管的选择因为输出整流二极管工作于高频状态(45 KHz)，所以应选用快恢复二极管。
1.输出整流二极管的耐压。
高频变压器副边的输出最高电压峰值用公式4.2可求得:
V1maxN
2V2max=
公式（4.2）
2N18=110×(1+25%)×2×=44.44（V）
35N2为变压器的变比。取一倍的裕量Voutmax=88.88V。 N12.输出整流二极管的电流
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因为输出整流二极管工作于高频状态(45KHz)， 所以应选用快恢二极管或肖特基二极管。输出整流二极管流出的电流为1A。根据以上的分析，同时考虑一定的裕量，选二极管的耐压为800V,额定电流为3A。 滤波电感的选择
电感选择应保证输出电流在额定电流的1/10时，电感电流也保持连续。流电流等于电感电流斜坡峰-峰值一半时对应临界连续，所以I为20%的额定输出直流。滤波电感值可由公式4.3确定：
U0U01515L(1-)=（1）=113.75 (uH)
（4.3） 2fIU2max2450000.420.625实际取200uH 滤波电容的选择
输出电容C的选择应满足最大输出纹波电压的要求，滤波电容的大小对输出直流电源的纹波大小有决定作用。知，输出纹波几乎完全由滤波电容的等效串联电阻Rc的大小来确定，而不是电容本身的大小决定。本设计最大纹波电压Vo为20mV，出滤波电容的大小可由公式4.4求得：
CU0minUomin（1）
（4.4） 2U2max8L（2f）Vor1515（1）= 220.62580.0002（245000）0.02=15.78uF 所选电容的耐压值为50V，使用一个2200uF/50V的电容。或选用值较小的几个电容并联，这样寄生电阻更小，滤波效果更好。
4.5 主电路设计图设计与分析
主电路图设计如图4.7所示：
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主电路工作过程分析：闭合开关S1后，输入电压经过保险管F1，浪涌抑制电阻R1，滤波器C
1、L
1、C
2、C
3、C4及全桥整流后送入由C
5、C
6、V
4、V
5、T
1、T2等构成的半桥式变换器。 开关管V4和V5在TL494的控制下，两管交替导通截止，将直流电转换成高频交流电。高频振荡电压有变压去T2副绕组分两路输出。一路由V
13、V
14、C25整流滤波得到约12V直流电压供给脉冲宽度调制器TL494专用，另一路则由V
12、L
2、C
22、L
3、C23 整流滤波作为48V主输出。电路中R
12、R
15、R
14、R17构成启动回路，T
1、V
8、V
9、C
12、C
14、R
13、R16为正反馈元件，R
4、C8及R
29、C21构成尖峰吸收网络，用于改善波形及保护开关管。
在电路中，TL494的13脚连14脚，即U13=5V; TL494由8脚和11脚双端输出，两路输出脉冲相位差半个周期，送到V
2、V3俩个驱动管，Q3和Q4的导通或截止又通过驱动变压器T1分别去控制两个大功率开关调整管Q1和Q2的饱和导通或截止。
C7是耦合电容, 其作用是防止由于两个开关管的特性差异而造成变压器磁芯饱和,从而提高半桥逆变电路的抗不平衡能力
R4、C8 ；R29、C21为吸收电路，用于改善波形和保护开关管。
吸收电路就是我们通常说的“消反冲电路”，其作用就是药消除没有用的反冲电压。在开关稳压电压中最高的反冲电压，是在开关调整管截止时产生的，这个很高的反冲电压，就产生在开关变压器的初级绕组的两端，同时也加在了开关调整管的集电极和发射
图4.7 主电路电路图
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机的两端，这样就对开关管是一个很大的威胁，所以就将吸收电路加在开关变压器的初级绕组的两端。 吸收电路通常能起到两个作用，那就是降低反冲电压和消除高频振荡。
C20、R26分别接至TL494的5脚和6脚，使内部振荡器的震荡频率由C20和R26决定。
本电路利用TL494的内部误差放大器2进行反馈稳压。反馈稳压过程如下：
误差放大器2的反向输入端15脚接与14脚和地之间的电阻R20、R18之间，分压后U15=2.5V，输出电压U0经R23和（R
21、RP1）分压后加到16脚，作为误差放大器2的同向输入。当U0变化时，误差放大器2的输出电压随之改变，即与比较的电平改变，PWM比较器输出的脉冲宽度改变，致使TL494输出的驱动脉冲，即开关管V4和V5的导通时间TON 改变，从而实现调宽稳压的目的。此外，微调RP1可调节输出电压的数值，使输出电压在45V~75V之间变化。
电路利用误差放大器1作为过流保护。从48V输出主回路上取出的电流控制信号经R24接至误差放大器1的1脚和2脚上，其中反向输入端2脚的电位由14脚输出的5V基准源经过（RP2，R27）和（R24，R30）分压后获得。调整RP2大小可控制2脚门坎电位，即过流控制点。当R30上取出的电压信号足够大使其绝对值超过2脚电位时，误差放大器1将翻转并关闭脉冲信号输出，进而起到过流保护作用。
本电源输出的直流电压为48V，输出电流为0~3A.。
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5 PCB设计制作与电路调试
5.1 原理图的设计步骤
本次设计采用Protel99软件来设计制作PCB。Protel99的印制电路板编辑器为用户提供了一条快捷的设计电路板的途径。PCB编辑器通过它的交互性编辑环境达到了手动设计与自动化设计的完美融合。PCB的底层数据结构最大限度地考虑了用户对速度的要求，通过对功能强大的设计法则的设置，用户可以有效地控制印制电路板的设计过程。
电路原理图的设计是印制电路板中重要的一步，电路原理图设计的好坏直接影响到后面的工作。首先原理图的正确性是最基本的要求，其次原理图应该合理布局，这样不仅可以尽量避免出错、也便于读图、便于查找和纠正错误，最后，在满足正确性和布局合理的前提下应力求原理图的美观[11]。
1.设置电路图纸参数
用户可以根据电路图的复杂程度设置所用图纸的格式、尺寸、方向等参数。 2.装入所需要的元件库
将包含有用户所需元件的元件库装入设计系统中，以便用户从中央查找和选定所需的元器件。图5.1为自制元件库中的一些元件：
图5.1
3.放置元件
将用户选定的元件放置到已建立好的工作平面上，并对元件在工作平面的位置进行调整，对元件的序号、封装形式、显示状态等进行定义和设置。自己制作实物元件的封装如图5.2所示：
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图5.2
4.电路图布线
将事先放置好的元件用具有电气意义的导线、网络标号等连接起来，使各元件之间具有用户所设计的电气连接关系。
5.建立网络表
完成上面的步骤以后，可以看到一张完整的电路原理图了，但是要完成电路板的设计，就需要生成一个网络表文件。网络表是电路板和电路原理图 之间的重要纽带。图5.3为加载网络表时的截图，网络表没有错误。
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图5.3 6.原理图的电气检查
当完成原理图布线后，需要设置项目选项来编译当前项目，利用Protel99SE提供的错误检查报告修改原理图。
7.编译和调整
如果原理图已通过电气检查，那么原理图的设计就完成了。这是对于一般电路设计而言，尤其是较大的项目，通常需要对电路的多次修改才能够通过电气检查。
8.存盘和报表输出
Protel99SE提供了利用各种报表工具生成的报表（如网络表、组件清单等），同时可以对设计好的原理图和各种报表进行存盘和输出打印，为印刷板电路的设计做好准备。
原理图的设计见图4.7。
5.2 特殊元件的布局
高频元件：高频元件之间的连线越短越好，设法减小连线的分布参数和相互之间的电磁干扰，易受干扰的元器件不能距离太近。
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具有高电位差的元件：应该加大具有高电位差元器件和连线之间的距离，以免出现意外短路时损坏元器件。一般要求2000V电位差之间的铜膜线距离应该大于2mm，若对于更高的电位差，距离还应该加大[12]。
重量太大的元件：重量过重的元器件应该有支架固定，而对于又大又重、发热量多的元器件，不宜安装在电路板上。
发热与热敏元器件:注意发热元器件应该远离热敏元器件。
可以调节的元件：对于电位器、可调电感线圈、可变电容器、微动开关等可调元件的布局应该考虑整机的结构要求，若是机内调节，应该放在电路板上容易调节的地方，若是机外调节，其位置要与调节旋钮在机箱面板上的位置相对应。
电路板安装孔和支架孔：应该预留出电路板的安装孔和支架的安装孔，因为这些孔附近是不能布线的。
元件布局如图5.1所示：
图5.1 元件布局
5.3 布线处理
布线是很重要的一环，总结下认为应该注意：（1）两面板布线时，两面的导线宜相互垂直、斜交、或弯曲走线，避免相互平行，以减小寄生耦合；作为电路的输人及输出
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用的印制导线应尽量避免相邻平行，以免发生回授，在这些导线之间最好加接地线。（2）走线拐角尽可能大于90度，杜绝90度以下的拐角，也尽量少用90度拐角，尽量走在焊接面，特别是通孔工艺的ＰＣＢ尽量少用过孔、跳线。（3）器件和走线不能太靠边放，一般的单面板多为纸质板，受力后容易断裂，如果在边缘连线或放元器件就会受到影响（4）电源线设计根据印制线路板电流的大小尽量加粗电源线宽度，减少环路电阻，尤其要注意使电源线地线中的供电方向与数据信号的传递方向相反，即从末级向前级推进的供电方式，这样有助于增强抗噪声能力。（5）对模拟电路来说处理地的问题是很重要的，地上产生的噪声往往不便预料，可是一旦产生将会带来极大的麻烦，应该未雨绸缎。对于功放电路，极微小的地噪声都会因为后级的放大对音质产生明显的影响；在高精度Ａ／Ｄ转换电路中，如果地线上有高频分量存在将会产生一定的温漂，影响放大器的工作。这时可以在板子的4角加退藕电容，一脚和板子上的地连，一脚连到安装孔上去（通过螺钉和机壳连），这样可将此分量虑去，放大器及ＡＤ也就稳定了。（6）完成布线后，要做的就是对文字、个别元件、走线做些调整以及敷铜（这项工作不宜太早，否则会影响速度，又给布线带来麻烦），同样是为了便于进行生产、调试、维修。
（1）线长。铜膜线应该尽可能短，在高频回路中更应该如此。铜膜线的拐弯处应为圆角或斜角。当双面板布线时，两面的导线应该相互垂直、斜交或弯曲走线，避免相互平行，以减小寄生耦合。
（2）线宽。铜膜线的宽度一般不易小于0.2mm。一般情况下1-1.5mm的线宽，允许流过2Ａ的电流。
（3）线间距。相邻铜膜线之间的最小间距至少能够承受所加电压的峰值。 本设计布线高压线宽2mm，低压线宽1mm，孔径2mm，过孔0.8mm。 经再一次修改封装，布线图如图5.2所示：
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图5.2 布线图
5.4 调试计划
1.对TL494 的检测方法
(1) 准备一台输出电压可在12 - 30V 之间调节的直流稳压电源, 输出电流为300mA ,并有短路,过流等保护功能。
(2) 测12 脚与地之间应无短路现象,在12脚接一保护电阻约100Ω 左右串在电源正端,接入12V 电源,测12脚应为12V 13 , 14 ,15 脚应为+ 5V ,否则应断开电源,检查外围电路或焊下TL494 测量。
(3) 将外接电源提高到+ 20V 以上,电路仍应正常,否则说明集成块或外围电路元件质量不良(正常工作时电源电压有可能高达27V) 。
(4) 测TL494 1脚此时电压应为0V ,因主电路无电源, 4脚应为+ 5V ,因各组输出均无保护电路动作, 8,11脚均为0V ,因为没有脉冲波输出。如电压不符则应查外围电路或组件本身有无故障。
(5) 用一阻值小于10kΩ 的电位器,中心头接TL494 的1脚,两端头分别接14 脚和地,调节电位器,
8、11 脚电压应有变化,当1脚电压超过某值时,
8、11 脚电压为0 。用示波器可看到输出脉冲的宽度有变化。经过以上测试通过后,即可认为TL494工作正常。 2.在确定设计和芯片后，采用分模块的调试方法进行电路调试。先对图4.4模块进行调试。测试15口的输入电压(误差放大器反相端15口采用基准电压输入)，改变16口的输
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入电压，观察3，8口的输出波形。由实验可以得到：TL494 的基准电压是3.5 V；输出波形为PWM 波；误差放大器工作在非线性区，只有当输入(15，16)口的偏差在零到几十个毫伏之间时，PWM 才是可调的；改变16口的电压，可改变PWM 的占空比。 确定电路正常工作后，加入耦合变压器和驱动部分，进行联调。功率MOS管基极的波形如图4.8所示：
图4.8 输出电压波形
3.然后进行高压电路的调试，测得C5，C6 电容两端电压为直流150V。可知高压部分正常工作。最后接上主变压器测量输出端得电压值，得到稳定的可调的电压。
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结 论
本次设计应用TL494设计一个脉宽可调的开关电源，来研究TL494脉宽调制原理。本设计中我学习了大量的TL494资料并研究脉宽调制、驱动与滤波的方法。又自己设计与制作了PCB并焊接电路板，经过大量的学习和实践，对脉宽调制和开关电源的设计有了深刻的理解。
本文内容的首先根据脉宽调制原理做出了初步的理论设计，然后做具体的电路设计，包括高压滤波设计，PWM控制电路设计，启动回路的设计，具体参数计算及PCB的设计、封装、制作，由此构成了以TL494脉宽调制为核心的一个可调脉宽开关电源。
本次设计通过这次毕业设计，我对脉宽调制有了进一步的认识，我摆脱了单纯的理论知识学习状态，和实际设计的结合锻炼了我的综合运用所学的专业基础知识，解决实际工程问题的能力，同时也提高我查阅文献资料、设计手册、设计规范以及电脑制图等其他专业能力水平。
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致 谢
本次毕业设计在张老师的悉心指导下业已完成，在做毕业设计的过程中，张老师经常关心我们的毕业设计的进程，不论繁忙还是空闲，总是很耐心的为我们解答疑惑。张老师严谨的治学精神和深厚的理论水平都使我收益匪浅。衷心的感谢张老师一直以来对我的热情帮助。
感谢四年里陪伴我一路走过来的所有同学们，衷心感谢一直以来他们对我的帮助、理解和支持，感谢他们创造了良好的学习氛围，使我能够在活跃、紧张、认真的学习气氛中渡过了难忘的大学生涯。
感谢那些曾给我授过课的每一位老师，是他们教会了我专业知识。感谢同学们给予的无私的帮助和大力指导，感谢所有曾经帮助过我的朋友们，他们给了我坚强和自信，我为他们感到骄傲。
最后，衷心感谢百忙之中抽出时间参加论文评阅和论文答辩的各位领导，感谢他们为审阅本文所付出的辛勤劳动。
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参考文献
[1]马瑞卿,刘卫国.自举式IR2110集成驱动电路的特殊应用[J].电力电子技术, 2000:15-16.[2]李宣江.开关电源的设计与应用.西安交通大学出版社，2004.[3]丁道宏，陈东伟.电力电子技术应用（第四版）航空工业出版社，2004.
[4]王水平,史俊杰,田安庆.开关稳压电源设计及实用电路(修订版).西安电子科技大学出版社,2005:46-48.[5]王兆安，黄俊.电力电子技术（第四版）.机械工业出版社，2000.[6]辛伊波，陈文清.开关电源基础与应用.西安电子科技大学出版社,2009 [7]周志敏.开关电源实用技术.人民邮电出版社,2005.[8]钱照明，程肇基．电力电子系统电磁兼容设计基础及干扰抑制技术.浙江大学出版社,2000.[9]刘胜利.现代高频电源实用技术.电子工业出版社，2003.[10]薛永义,王淑英,何希才.新型电源电路应用实例.北京：电子工业出版社，2000.[11]张占松．高频开关稳压电源[M].广东科技出版社,1993 [12]赵广林编著.Protel 99 SE电路设计与制作.电子工业出版社,2005.
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附 录
附录A 英文原文
TOPSwitch FamilyThree-terminal Off-line PWM Switch
TOPSwitch device belongs to three-line PWM switch.It is a new type of IC which merges PWM and MOSFET.It has many advantages: small volume, light weight,high density and low cost.High frequency switching power supply made from it can no t only simplify the circuit, but also can imp rove the EMC characteristics and reduce the cost.
The TOPSwitch family implements, with only three pins, allfunctions neceary for an off-line switched mode control system: high voltage N-channel power MOSFET with controlled turn-on gate driver, voltage mode PWM controller with integrated 100 kHz oscillator, high voltage start-up bias circuit,bandgap derived reference, bias shunt regulator/error amplifier for loop compensation and fault protection circuitry.Compared to discrete MOSFET and controller or self oscillating (RCC) switching converter solutions, a TOPSwitch integrated circuit can reduce total cost, component count, size,weight and at the same time increase efficiency and system reliability.These devices are intended for 100/110/230 VAC off-line Power Supply applications in the 0 to 100 W (0 to 50 W universal) range and 230/277 VAC off-line power factor correction (PFC) applications in the 0 to 150 W range.
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Pin Functional Description DRAIN Pin: Output MOSFET drain connection.Provides internal bias current during start-up operation via an internal switched highvoltage current source.Internal current sense point.
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CONTROL Pin: Error amplifier and feedback current input pin for duty cycle control.Internal shunt regulator connection to provide internal bias current during normal operation.Trigger input for latching shutdown.It is also used as the supply bypa and auto-restart/ compensation capacitor connection point.SOURCE Pin: Output MOSFET source connection.Primary-side circuit common, power return, and reference point.
TOPSwitch Family Functional Description TOPSwitch is a self biased and protected linear control current-to-duty cycle converter with an open drain output.High efficiency is achieved through the use of CMOS and integration of the maximum number of functions poible.CMOS significantly reduces bias
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currents as compared to bipolar or discrete solutions.Integration eliminates external power resistors used for current sensing and/or supplying initial start-up bias current.During normal operation, the internal output MOSFET duty cycle linearly decreases with increasing CONTROL pin current as shown in Figure 4.To implement all the required control, bias, and protection functions, the DRAIN and CONTROL pins each perform several functions as described below.Refer to Figure 2 for a block diagram and Figure 6 for timing and voltage waveforms of the TOPSwitch integrated circuit.Control Voltage Supply CONTROL pin voltage VC is the supply or bias voltage for the controller and driver circuitry.An external bypa capacitor closely connected between the CONTROL and SOURCE pins is required to supply the gate drive current.
The total amount of capacitance connected to this pin (CT) also sets the auto-restart timing as well as control loop compensation.VC is regulated in either of two modes of operation.Hysteretic regulation is used for initial start-up and overload operation.Shunt regulation is used to separate the duty cycle error signal from the control circuit supply current.During start-up, VC current is supplied from high-voltage switched current source connected
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internally between the DRAIN and CONTROL pins.The current source provides sufficient current to supply the control circuitry as well as charge the total external capacitance (CT).TOPSwitch Family Functional Description (cont.) The first time VC reaches the upperthreshold, the high-voltage currentsource is turned off and the PWM modulator and output transistor areactivated, as shown in Figure 5(a).During normal operation (when the output voltage is regulated) feedback control current supplies the VC supply current.The shunt regulator keeps VC at typically 5.7 V by shunting CONTROL pin feedback current exceeding the required DC supply current through the PWM error signal sense resistor RE.The low dynamic impedance of this pin (ZC) sets the gain of the error amplifier when used in a primary feedback configuration.The dynamic impedance of the CONTROL pin together with the external resistance and capacitance determines the control loop compensation of the power system.If the CONTROL pin external capacitance (CT) should discharge to the lower threshold, then the output MOSFET is turned off and the control circuit is placed in a low-current standby mode.The high-voltage current source is turned on and charges the external capacitance again.Charging current is shown with a negative polarity and discharging current is shown with a positive polarity in Figure 6.The hysteretic auto-restart comparator keeps VC within a window of typically 4.7 to 5.7 V by turning the high-voltage current source on and off as shown in Figure 5(b).The auto-restart circuit has a divideby-8 counter which prevents the output MOSFET from turning on again until eight discharge-charge cycles have elapsed.The counter effectively limits TOPSwitch power diipation by reducing the auto-restart duty cycle to typically 5%.Auto-restart continues to cycle until output voltage regulation is again achieved.
Pulse Width Modulator The pulse width modulator implements a voltage-mode control loop by driving the output MOSFET with a duty cycle inversely proportional to the current flowing into the CONTROL pin.The error signal acro RE is filtered by an RC network with a typical corner frequency of 7 kHz to reduce the effect of switching noise.The filtered error signal is compared with the internal oscillator sawtooth waveform to generate the duty cycle waveform.As the control current increases, the duty cycle decreases.A clock signal from the oscillator
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sets a latch which turns on the output MOSFET.The pulse width modulator resets the latch, turning off the output MOSFET.The maximum duty cycle is set by the symmetry of the internal oscillator.The modulator has a minimum ON-time to keep the current consumption of the TOPSwitch independent of the error signal.Note that a minimum current must be driven into the CONTROL pin before the duty cycle begins to change.
Gate Driver The gate driver is designed to turn the output MOSFET on at a controlled rate to minimize common-mode EMI.The gate drive current is trimmed for improved accuracy.Error Amplifier The shunt regulator can also perform the function of an error amplifier in primary feedback applications.The shunt regulator voltage is accurately derived from the temperature compensated bandgap reference.The gain of the error amplifier is set by the CONTROL pin dynamic impedance.The CONTROL pin clamps external circuit signals to the VC voltage level.The CONTROL pin current in exce of the supply current is separated by the shunt regulator and flows through RE as the error signal Cycle-By-Cycle Current Limit The cycle by cycle peak drain current limit circuit uses the output MOSFET ON-resistance as a sense resistor.A current limit comparator compares the output MOSFET ON-state drain-source voltage, VDS(ON), with a threshold voltage.High drain current causes VDS(ON) to exceed the threshold voltage and turns the output MOSFET off until the start of the next clock cycle.The current limit comparator threshold voltage is temperature compensated to minimize variation of the effective peak current limit due to temperature related changes in output MOSFET RDS(ON).The leading edge blanking circuit inhibits the current limit comparator for a short time after the output MOSFET is turned on.The leading edge blanking time has been set so that current spikes caused by primary-side capacitances and secondary-side rectifier reverse recovery time will not cause premature termination of the switching pulse.
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General Circuit Operation Primary Feedback Regulation The circuit shown in Figure 7 is a simple 5 V, 5 W bias supply using the TOP200.This universal input flyback power supply employs primary-side regulation from a transformer bias winding.This approach is best for low-cost applications requiring isolation and operation within a narrow range of load variation.Line and load regulation of 5% or better can be achieved from 10% to 100% of rated load.Voltage feedback is obtained from the transformer (T1) bias winding, which eliminates the need for optocoupler and secondary-referenced error amplifier.High-voltage DC is applied to the primary winding of T1.The other side of the transformer primary is driven by the integrated high-voltage MOSFET transistor within the TOP200 (U1).The circuit operates at a switching frequency of 100 kHz, set by the internal oscillator of the TOP200.The clamp circuit implemented by VR1 and D1 limits the leading-edge voltage spike caused by transformer leakage inductance to a safe value.The 5 V power secondary winding is rectified and filtered by D2, C2, C3, and L1 to create the 5 V output voltage.The output of the T1 bias winding is rectified and filtered by D3, R1, and C5.The voltage acro C5 is regulated by U1, and is determined by the 5.7 V internal shunt regulator at the CONTROL pin of U1.When the rectified bias voltage on C5 begins to exceed the shunt regulator voltage, current will flow into the control pin.Increasing control pin current decreases the duty cycle until a stable operating point is reached.The output voltage is
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proportional to the bias voltage by the turns ratio of the output to bias windings.C5 is used to bypa the CONTROL pin.C5 also provides loop compensation for the power supply by shunting AC currents around the CONTROL pin dynamic impedance, and also determines the auto-restart frequency during startup and auto-restart conditions.See DN-8 for more information regarding the use of the TOP200 in bias supplies.
Simple Optocoupler Feedback The circuit shown in Figure 8 is a 7.5 V, 15 W secondary regulated flyback power supply using the TOP202 that will operate from 85 to 265 VAC input voltage.Improved output voltage accuracy and regulation over the circuit of Figure 7 is achieved by using an optocoupler and secondary referenced Zener diode.The general operation of the power stage
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of this circuit is the same as that described for Figure 7.The input voltage is rectified and filtered by BR1 and C1.L2, C6 and C7 reduce conducted emiion currents.The bias winding is rectified and filtered by D3 and C4 to create a typical 11 V bias voltage.Zener diode (VR2) voltage together with the forward voltage of the LED in the optocoupler U2 determine the output voltage.R1, the optocoupler current transfer ratio, and the TOPSwitch control current to duty cycle transfer function set the DC control loop gain.C5 together with the control pin dynamic impedance and capacitor ESR establish a control loop pole-zero pair.C5 also determines the auto-restart frequency and filters internal gate drive switching currents.R2 and VR2 provide minimum current loading when output current is low.See DN-11 for more information regarding the use of the TOP202 in a low-cost, 15 W universal power supply.Accurate Optocoupler Feedback The circuit shown in Figure 9 is a highly accurate, 15 V, 30 W secondaryregulated flyback power supply that will operate from 85 to 265 VAC input voltage.A TL431 shunt regulator directly senses and accurately regulates the output voltage.The effective output voltage can be fine tuned by adjusting the resistor divider formed by R4 and R5.Other output voltages are poible by adjusting the transformer turns ratios as well as the divider ratio.The general operation of the input and power stages of this circuit are the same as that described for Figures 7 and 8.R3 and C5 tailor frequency response.The TL431 (U2) regulates the output voltage by controlling optocoupler LED current (and TOPSwitch duty cycle) to maintain an average voltage of 2.5 V at the TL431 input pin.Divider R4 and R5 determine the actual output voltage.C9 rolls off the high frequency gain of the TL431 for stable operation.R1 limits optocoupler LED current and determines high frequency loop gain.
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附录B 汉语翻译
TOPSwitch系列三端离线式PWM开关
TOPSwitch器件为三端单片开关电源, 是一种将PWM和MOSFET合二为一的新型集成芯片。与普通线性稳压电源相比其优点为体积小、重量轻, 并且密度高、价格低; 采用它制作高频开关电源, 不仅简化了电路, 同时可以改善电源的电磁兼容性能, 且降低了制作成本。
TOPSwitch系列（仅用三个引脚）实现了离线开关式控制系统所必需的所有功能：带受控导通门驱动器的高压N沟道功率MOSFET ；集成了100KHz振荡器的电压模式PWM控制器；高压启动偏置电路；基准电压参考点；偏置并联稳压器/误差放大器 用于环路补偿和故障保护电路。相比 离散的MOSFET和控制器或自振荡（RCC）开关转换器的解决方案，TOPSwitch集成电路可以降低总成本，元件数量，尺寸，重量同时提高了效率和系统的可靠性。这些设备用于在0到100瓦（普通0到50瓦）范围内提供100/110/230伏离线电源和在0到150瓦范围提供230/277伏离线功率因数校正（PFC）功能。
图1 典型应用
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图2 功能块图
脚功能描引述
漏引脚
输出MOSFET的漏极连接。在启动过程中通过一个内置的开关高压电流源提供内部偏置电流，内部电流检测点。 控制引脚
误差放大器和用于工作周期控制的反馈电流输入引脚 。内部并联稳压器在正常运行期间提供内部 偏置电流。关断触发脉冲输入。它也可以用来作为电源旁路和自动重新启动/补偿电容连接点。 源极引脚
MOSFET的电源输出接点。一次侧电路的公共点，能量回馈和参考点。
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图3 管脚排列
TOPSwitch系列的功能描述
图4 占空比与控制极引脚电流的关系
TOPSwitch是一个具有开漏输出结构的自偏置和自我保护的线性频宽电流控制器。 CMOS的使用和最大化的功能集成度使之更高效。相比双极性或者离散解的方法CMOS极大地减小了偏置电流。它的集成性消除了用于电流检测和/或提供初始启动偏置电流的外部功率电阻器如图4所示，在正常运行期间，内部输出MOSFET的占空比随着控制极引脚电流的增大而呈线性减小。为了实现所有要求的控制、偏置和保护功能，漏极和控制极引脚都分别执行如下所描述的功能。参见图2 的方框图和图6 TOPSwitch集成电路的时间电压波形图。
控制电压供应
控制引脚电压VC 是控制器和驱动电路的电压源或偏置电压源。紧密联系控制极和
