应用于50-Gb / s 的直接转换QPSK调制器和解调器的单片微波集成电路（其主要应用于300 GHz太赫兹通信）
摘要：
我们已经证明相移键控（QPSK）调制是应用于未来300 GHz太赫兹通信的直接正交调制器和解调器的单片微波集成电路的基础。对于调制信号和解调信号，我们采用半吉尔伯特单元混频器，它具有简单的电路结构，提供了均衡的信令和性能适中的转换效率。为了维持调制器和解调器的平衡性能，被动式巴伦耦合器使用了比倒微带线有更少插入损耗的薄膜微带线，但是有源混频器的短互连是基于倒微带线（IMSLs）上的。半吉尔伯特单元混频器在300 GHz通信上有10％以上的足够宽的工作带宽。查看此调制器的静态星座图，可以知道失调约小于0.6dB4 。在高达60 Gb / s的条件下，进行了一个nonchip 背对背实验，并且验证了在50 Gb / s时，具有10或更少的数量级的低误码率。结果表明，该QPSK调制方案可以应用到数据速率是太赫兹频率两倍的通信中。
8关键词：
半吉尔伯特单元混频器，正交调制器和解调器，正交相移键控（QPSK ）调制，太赫兹单片微波集成电路（ MMIC），太赫兹无线通信。
引言：
太赫兹波频段由于有巨大的带宽，所以在未来吞吐量相当高的无线通信系统中引起了很大的兴趣，特别是短距离应用中。自从携带在太赫兹上的音频信号通过笨重的以用于时域光谱的飞秒激光为基础的系统传输进行后，几个载波频率在100GHz以上的幅移键控（ ASK）或者通 - 断键控（ OOK）调制实验也被完成。最初一直只是几千兆比特每秒的吞吐量现在也在先进器件技术方面稳定发展。通过使用宽带光子发射器和检测器二极管，在300GHz，24-Gb / s的无差错数据传输已被证明。发射器和接收器单片微波集成电路（MMICs）随着先进电子设备技术也开始实施，并且已经证明利用这些MMICs的简单无线链路可以达到20 Gb / s或更高的数据速率。所有上述结果都清晰地显示了太赫兹波在无线系统中即使以简单的调制格式也可以实现非常高的数据速率。
然而，当我们思考进一步提高数据速率时，使用ASK格式是否合适是值得怀疑的。ASK非相干接收器虽然提供了一个非常简单的系统结构，但并不适合频率复用以增加数据吞吐量。另外，由于ASK的频谱效率小于1bit/Hz，所以需要大带宽，比如100 Gb / s需要超过100 GHz的带宽，这导致了在前端部件发展时会面临其他挑战，例如功率放大器，混频器和天线。在这个意义上，正交相移键控（QPSK）方案，它具有两倍的频谱效率和复杂性适中的频率复用性能。即使在太赫兹通信领域，这也将是一个更好的选择。
近日，关于100 GHz无线通信中的正交调制器和解调器出现了几篇报告。这些设备中，会产生QPSK和八进制相移键控信号，并且在同一带宽的情况下，数据传输速率比ASK高出两到三倍。我们还介绍了300GHz直接QPSK调制器，它具有非常小的I / Q不平衡，在静态条件下小于0.6dB4。
在本文中，我们提出了一系列直接QPSK调制器和解调器的MMICs，它们可以处理在300 GHz高达50 Gb / s的数据速率。这些MMICs制作引进了国家最先进的的InP基异质结双极晶体管（异质结双极晶体管）技术。这些MMICs由有源电路，采用倒置微带线的半吉尔伯特单元和无源电路组成，例如一个混合耦合器，一个威尔金森功率合成器，以及两个环形波导耦合器，都使用了前向薄膜微带线（TFMSLs）。带有外部本地振荡（LO）驱动器的片上背对背试验速率多达60 Gb / s，在每个I和Q通道速率为30 Gb / s。
在第二节中，我们提出了关于在这项工作中使用的集成电路（IC）设计和工艺技术的背景和考虑因素。在第三节中，我们描述了电路元件的仿真测量结果的细节。然后第四节和第五节分别描述了静态QPSK信号产生和片上背对背试验的实验结果。
二、背景设计
A.关于设计的注意事项
在ASK调制方案下，已经证明了在300GH 可实现20 Gb / s或更高的数据传输速率。这时限制了最大数据速率的射频前端带宽，大约是40 GHz或更小。假设在相同的带宽下，QPSK调制的数据速率将达到大约40Gb / s以上。由于这项工作中QPSK的信号带宽在IF信号（中频信号）部分太宽，以至于不能进行处理，因此我们采用直接转换方案。如果射频是在50GHz，那么相对信号带宽将大约达到80％。一般在宽频带的条件下要保持均匀的特点（例如增益和群时延）是相当具有挑战性的。因此，对于曾经应用在所有大带宽场合的太赫兹通信，超外差结构通常对直接转换系统有高灵敏度，它很可能由于不完美的均匀性导致数据信号失真，并最终导致整个系统性能的降解。
然而，直接转换系统由于接收器电路的非线性特性经常会产生直流偏移。我们证明了解调器之后的直流偏置会使两种优势加以结合，如在图1中的简化形式所示。第一种是接收的RF信号的载波分量和本地振荡信号之间的混合，另一种是本地振荡信号的偶次谐波。因为输入接收器或解调器的射频信号的功率通常比本地振荡信号的功率小得多，所以射频信号的偶次谐波可以忽略不计。为了解决这些问题，我们为调制器和解调器选择了一个基于半吉尔伯特单元的的平衡配置（参见图2中的简化方块图）。在图2中的平衡配置可以有效地抑制调制器中的本振信号和解调器中偶次谐波的泄漏。此外，其中的所有电路都设计成比双平衡更简单的布局。
正交（Q）信号 和同相（I）信号路径之间的不平衡，作为QPSK系统所定义的性能中最重要的因素之一，在这个部分也会被考虑。失衡是由于有源元件和无源元件之间失衡引起的，本来有源元件和无源元件在两个信号路径上应该是对称的。如果我们忽略在制造过程中不能去除的空间变化的影响，如图2显示的90°混合耦合器的幅度和相位误差将直接影响到整个平衡性能。然而，由于在混合耦合器的90°相位差是由于路径长度的差异、不平衡的幅值引起的，因此除了传输线损耗有限的情况外是不可避免的。换句话说，人们必须选择损耗少、幅度失衡小的传输线。另外，如果我们假设材料和制造电路尺寸的物理参数和设计中的物理参数之间的差异已经给出，那么高速率的波传输线有利于减少混合耦合器的相位误差。
图1，在偏移直接变频混频器中直流两种优势结合的插图制作。（a）接收信号泄露载体和本地振荡信号的混合。（b）偶阶失真。
图2
框图组成：（a）QPSK调制器及（b）解调器。
图3 制造工艺的横截面
B.工艺技术和传输线
在这项工作中，我们使用了发射结宽度为250 nm的的InP基异质结双极晶体管（异质结双极晶体管），这和在[8]中使用的技术是相同的。在这项工作中最大的不同是InP衬底被减薄到50 m，通底的通道被用来抑制基板的模式和稳定接地平面的电势，在衬底的背面镀上厚厚的金属。在Ic8mA/m2和VCE1.8V的偏置点时，异质结双极晶体管的ft和fmax可推算约为370和650 GHz，。图3的个例显示了在这项工作中横截面的制造过程。有四个级别的填充了电介质苯并环丁烯（BCB）的金属层用于布线和互连。
在这个过程中，我们评估了两种不同的传输线：TFMSLs（薄膜微带线）和IMSLs（倒置微带线）。TFMSLs用M1层作为接地平面，其它层为信号线，而IMSLs用M4层和背面金属作为接地地面，M1层为信号线。对于IMSLs，异质结双极晶体管的电极可以和短而少的电感互连是可以，所以信号线在同一层。否则以M4作为信号线的TFMSLs由于厚M4的使用将会提供优越的插入损耗特性。图4显示了两种传输线仿真、测量的插入损耗约为50。为了做公平的比较，进行了数据在传输线的半波长归一化。为了去除嵌入的晶圆上探测垫的影响，使用制作在同一晶片上的直通反射线（TRL）测试图案进行半导体晶片的校准。根据有限元法（FEM）模拟，50的TFMSL和IMSL的线宽和半波长分别约11m和480m以及7m和240m。由于InP衬底的高介电常数，所以IMSL的有效波长很明显短得多。正如图4看到的，TFMSL在300GHz的模拟插入损失大约为0.5 dB，而IMSL的插入损耗超过3 dB。
在第II-A中提到的设计注意事项中，我们为混合耦合器和其它无源元件选择了大而长TFMSLs。
图4 在去除嵌入的晶圆探针垫后，模拟（线）和测量归一化长度为eff损耗。
/2的两种传输线的（散布）插入IIII 、MMICs产品的设计
A.环形波导耦合巴伦
在这项工作中，环形波导混合耦合器用于实现单端传输和差分对传输的转换。为了最大限度地减少插入损耗，该耦合器配置了使用M4作为信号线和M1为地面的TFMSLs线。300GHz传统圆形形状的环形波导耦合器的线路直径约为460m。由于对于I和Q信号路径，我们需要两个并行的非平衡变压器，所以电路中的平衡-不平衡变换器所占的总空间预计为1mm0.5mm以上，这个面积对于MMIC产品可以算作很大。为了减少环形波导耦合器的大小，我们折叠端口之间的传输线。图5在传统的和折叠的布局中做了比较。如果我们减少折叠线之间的距离太长，它们之间的耦合将会变得更强，并且最终耦合器将不能作为一个巴伦工作。为了决定传输线的分离，在FEM模拟器中，我们通过在几个分离点提取300GHz的偶、奇模阻抗计算出了并行传输线的耦合系数。在仿真中，线的宽度设定为5.6m，特征阻抗约为70。耦合系数如下式
CZevenZodd
（1）
ZevenZodd其中，Zeven和Zodd分别是并行传输线的偶数和奇数模式的阻抗 。
图6显示了计算出的对于平行线间隙的相对耦合系数。在图中可以看到，大间隙距离抑制了线之间的耦合。在这项工作中，我们设置折叠线的分离为10m，这会使线之间的耦合小于20分贝。优化设计中，仅仅单个平衡-不平衡变换器就大约占160m160m的面积，这个面积大约是传统的环形耦合器的十分之一。图7显示了单端输入和双端差分输出的测量插入损耗和相位响应的不平衡特征。从测量结果来看，TRL校准技术去除了晶圆效果。一个折叠的片上端接P3的环形波导耦合器，在300GHz，幅度失衡小于1dB，相位失衡小于5°。如图5所示，P1到P2和P4的插入损耗在300GHz时大约为4.3dB，这意味着1.3 dB的额外损耗。
图5
常规和折叠环形波导耦合器布局。
图6 对于平行线之间间隙的相对模拟耦合系数。
图7 折叠的环形波导耦合器的模拟（线）和测量（散射）之间的幅度和相位失衡的差异。
图8 90°混合耦合器的模拟（线）和测量（散射）之间的幅度和相位失衡的差异。
B.90°混合耦合器
在这项工作中，正交信号是由本地振荡信号路径上的分支线耦合器产生的。根据一般的设计规则，分支线耦合器所占的面积为/4/4，在此工作中的TFMSLs大约为230m230m。由于90°混合耦合器的传输线比环形波导耦合器的短而宽，所以在这项工作中，折叠传输线的方法在减小占用面积方面不再有效。图8示出了分支线耦合器的模拟、测量的特性。在图中可以看到，在300GHz时幅度失衡和相位失衡同样分别小于1dB和5°。虽然工作带宽比环形波导耦合的窄，但是由于分支线耦合器只处理了300 GHz的本地振荡载波信号，所以处理高数据速率时不再是问题。片上端隔离端口在300 GHz时，从输入到两个正交输出的插入损耗测量约为5.1dB。
C.威尔金森功率合成器和分频器
具有宽工作带宽和简易结构的威尔金森功率合成器用于合并或划分射频信号。图9示出威尔金森功率合成器的布局。威尔金森功率合成器的两臂被折叠以保持适当的间隙，这样可以在两只/4臂的末尾插入100的隔离电阻，以使电感互连线缩短。图10显示了在图9中从P1到P2和P3的测量插入损耗和幅度失衡。在整个测量频率范围内，测量幅度失衡小于0.5dB。插入损耗随着频率的升高略有增加。在300 GHz左右时，插入损耗约为4dB。
图9
威尔金森功率合成器的布局。
图10 测量插入损耗（线）和幅度失衡（散射）。
D.单位混频器调制器
为了抑制输出射频信号的载波分量，我们使用了半吉尔伯特单元混频器，它提供了均衡的射频信号，保证了LO-RF隔离器性能适中。简单的电路结构和布局也是我们选择半吉尔伯特单元结构，而不选择全吉尔伯特单元结构的原因。图11示出该混频器单元调制器的示意图，其中包括偏置网络。由于异质结双极晶体管的ft在深有源区略高于300GHz，所以我们决定用差分信号，而不是300GHz的本地振荡载波信号来驱动开关晶体管Q1和Q2。根据这样的结构，差分输出电流iRF，可表示如下：
ivLOvDDiiIexptanhRFC1C2C3VT2VT
（2） 其中，iC1和iC2分别是Q1和Q2的集电极电流，IC3是Q3的集电极直流电流。vLO和vDD分别是LO的输入电压和差分数据信号，VT是热电压，在300K时，大约是26mV。
注意，tanhx仅具有奇数阶x，因此在差分输出信号路径完全平衡的情况下，不携带数据的载体成分vLO在输出信号[14]中将不会出现。
晶体管Q1～Q6是完全相同的，发射结面积为30.25m，而晶体管Q7的发射结面积
2为60.25m2.该混频器是专为-4V单电源供电设计的。晶体管Q3的偏置电流IC5.4mA/m2,其中异质结双极晶体管的输入和输出可以提供小而匹配合理的增益，而Q1 和Q2工作在大约IC2.7mA/m2的低电流密度下，是具有高消光比的高效开关。
为了从射频信号中隔离出直流偏置网络路径，我们使用了TL1～TL2和TL4～TL6的高阻抗四分之一波长传输线。所有晶体管和传输线之间的互连，包括TL1～TL3，都使用了M1并且整个电路都被覆盖上了M4地平面，导致形成了IMSL结构。由于核心晶体管（Q1～Q3 ）之间的互连长度会影响所有电路的电路带宽，而且在实际的布局中也不能忽略不计，所以我们考虑用TL3作为传输线并且在其带宽和转换效率进行优化。为了表征带有单端的晶圆探针的混频器，我们在射频输出端增加了一个环形波导耦合巴伦。所制作的半吉尔伯特单元混频器在-4V电源下消耗约为5.5毫安。
图11 半吉尔伯特单元混频器调制器的示意图
图12 在具有单端输入的数据调制器中使用的半吉尔伯特单元混频器测量（散射）模拟（虚线）的转换增益。插页示出了在300 GHz相对于LO信号功率的模拟转换增益。
图12示出了在300 GHz测得的固定LO信号的转换增益和单端数据信号输入。具有频率扩展功能的矢量网络分析仪（VNA ）的功率校准是用功率计进行的（埃里克森PM4），并且通过去嵌入的半导体晶片上探针损失来实现电源测量参考平面移动到半导体晶片上探针的端。单端0.3Vpp正弦信号被输入到差分数据输入端口，频率在0.1～30GHz范围内的被滤掉。在探针末端，倍频器链的最大可用LO功率预计将达-5dBm。如图12所示，转换增益大约是15dB，本地振荡器为-5dBm，其中包括了环形波导耦合巴伦的插入亏损，根据仿真结果，最大转换增益甚至具有较高的LO功率也不会达到-10分贝。虽然转换损耗是相当高，但是混频器在280～320GHz范围内可以进行统一转换。只考虑带宽特性，混频器能够调制出超过20 Gb / s的I或Q数据流，这意味着QPSK信号将达到40 Gb / s或更高。
E.解调器的单位混频器
解调器中单元混频器的设计也是基于在半吉尔伯特单元结构的。图13显示了混频器的示意图。不像在调制器中的混频器，一个用于解调的数据缓冲放大器也被整合。由于LO信号驱动的开关晶体管Q1和Q2，本振信号的偶次谐波引起的直流偏移问题可以被最小化。差分输出电流可以如下表示： iDDiC1iC2vRFIC3expVTvLOtanh2VT
（3）
假设接收到的射频电压是非常小的（vRF为
iDDIC3，并且所有高频成分被滤掉，（3）可以近似VT）
vRFvLO
（4）
VT2VT如果接收到的射频信号不包含载波分量，那么就不会产生直流偏移，如图（4）所示。
和那些调制器的混频器一样，解调器混频器的核心晶体管Q1-Q3也被偏置在同一工作点上。第一和第二射极跟随器放大器分别被偏置在集电极电流IC4IC52.5mA和IC8IC96.5mA，而且用-4V单电源供电。高阻抗的四分之一波长传输线TL1～TL3用于分开高频电路的直流偏置网络部分，TL1的带宽和转换效率得以优化。
为了晶圆上外部LO驱动的测量，还集成了一个带有LO信号端口的环形波导耦合巴伦。图14示出了在300GHz，-5dBm的本地振荡器所测量的和模拟的转换增益。该射频信号是从功率校准矢量网络分析仪馈送过来的。为了表征射频的工作带宽，射频信号的频率从270GHz扫到325 GHz，解调信号的功率仅仅从一个输出端口检测到了，而另一个在直流阻塞后被终止了。在实验过程中，晶圆上的探针的末端的射频功率大约被设定在-30dBm。如图14所示，解调器的频器具有-5dB的转换增益。根据仿真，更高泵浦功率的混频器将提供0 dB以上的转换增益。然而，这个大转换增益仅仅是由于使用了输出数据放大器才得到的。考虑到使用LO信号来驱动开关晶体管，核心混频器特性转换的效率会比调制器的略差一点，工作带宽测量达到了30GHz或以上。
图13 半吉尔伯特单元解调器的混频器示意图（
R1R2470，R3R4470，R5R6470，R7R8470）
图14 单端数据输入解调器的半吉尔伯特单元混频器的测量（散射）和模拟（虚线）的转换插图显示了在300 GHz，相对于本地振荡信号源的模拟转换。·
四、PSK调制器和解调器 图15示出了该调制器和解调器的MMICs图片。整个MMICs的面积是1120m880m。由于核心混合器的设计中使用了IMSLs，所以MMICs的中心区域被最顶部金属M4所覆盖，而用TFMSLs制造的无源元件制造可以被看见。为了在M1层上稳定整个地面电位水平，我们使用了形成于后期制作过程中的通孔基板。该调制器和解调器在-4V供应下消耗分别约为10mA和49mA。
该调制器的LO-RF隔离和I-Q平衡性能用无晶圆实验装置和矢量网络分析仪来表征。当数据端口仍然开放时，在300 GHz测量的LO-RF隔离为25 dB或略低于25dB。当我们有目的地将小差分直流电压加到数据端口时，载波分量的信号电平下降将会大幅度提升。在I和Q端口，降低载波分量泄露的偏移电压分别约为25.7和18.2 mV。为了测量静态星座，我们的差分电压上升到0.3 V。随着直流电压施加在数据端口，输出信号的电平增加了大约14dB，导致从LO信号到RF信号总的插入损失约为10 dB。图16示出了调制器的静态星座。测得的数据进行旋转排列在45°网格附近。提取不平衡的最大值约为0.6dB4。根据理论分析[15] ，由于这种调制器的幅度失衡和相位失衡，信道间的干扰功率估计分别约为23dB和36dB。如果高速数据的输入失衡与静态失衡差不多时，那么由于失衡在误码率方面引起的累积功率代价 （BER）预期将小于1dB。
不幸的是，我们不能表征解调器的静态性能 ，因为模拟接收射频信号的300 GHz信号的良好相位控制的是不可行的。然而，晶片上的整流子片试验传导速度高达60 Gb / s，并且运行结果将会在第五节写出来
15 （a）调制器及（b）解调器的图片
图16 在300GHz，解调器的归一化静态星座
五、在50 Gb / s的背对背测试
为了检测调制器和解调器的MMIC可以处理的最大数据速率，我们进行了半导体晶片上的背对背测试，并且用BER测试仪直接测得BERs高达60 Gb / s。我们用背对背形式制作了另一个包含了调制器和解调器的MMIC，其中两个RF端口直接用TFMSL连接。图17（a）和（b）示出了集成了调制器和解调器的MMIC的测试照片，其中RF端口直接连接。如图17（c）所示，一旦MMIC背对背测试安装在一个用于数据输入和输出以及偏置的单独电路板上，那么就会使用调制器和解调器的LO信号来驱动带有两个倍频链的晶圆探针。其中一个倍频链专用于高功率，在输出波导末尾提供功率0 dBm，而另一个实际上是矢量网络分析仪的始端，约提供功率-10dBm。在半导体晶片上探针的尾部，调制器和解调器的低泵浦功率分别约为-17和-5dBm。为了使用单脉冲模式的发生器（PPG）把高速PRBS数据供应给I和Q的输入端口，所以将PPG的数据和外部数据（负信号）输出分别以单端信号的形式连接到I和Q输入端口。在这里，不使用的差分输入的截至阻值是50。我们额外插入了一个用于I数据输入的2米长的电缆，这样就可以随机产生四个QPSK信号。额外电缆的损失可以通过在PPG中设置数据和扩展数据的输出信号幅度的不同加以补偿。在电缆的端部，调制器输入的数据和外部数据的幅度被调整为约1VPP。在倍频链的输入端，我们曾经调整移相器在40 Gb / s获得最佳误码率，并且这些设置在所有其他实验中仍然是固定不变的。
图18显示了在几个比特率下，测量的眼图和误码率。这项工作中所用的伪随机位序列（PRBS）码长是21。可以看到，眼图在高达50 Gb / s时是相当清晰和张开的。但是，在更高的速率下，由于MMIC的有限带宽，眼图开始在上升/下降时间改变。
观察在图12和14中所示的单元混频器的测量射频带宽，我们可以得出结论：这项工作中的解调器限制了最大数据传输速率。注意，这项工作中的设备工作带宽实际上和ASK调制器提供的工作带宽是一样大的，但在这项工作中最大数据传输速率大约是ASK调制的两倍。此外应当指出，在图（18）中示出的结果不包括LO信号的相位噪声，由于这两个倍频链用相同的信号源驱动，所以在解调中可以近乎完美地消除相位噪声。 31 17
MMIC（a）的照片，并且MMIC经过测试且集成了调制器和解调器及（b）实验装置。其中，数据输入、输出和偏压分别引线连接到外部电路板，而LO信号被直接施加到半导体晶片上的探针。（c）实验装置的框图（示波器： OSC，错误检测器：ED，脉冲码型发生器：PPG，移相器：PS）。
18 在几个比特率下测量的眼图和误码率。（a）和（b）40 Gb / s，（c）和（d）50 Gb / s，（e）56 Gb / s，（f）60 Gb / s。50 Gb / s意味着在I和Q信道分别为25 Gb / s。
六、结论
我们已经证明了直接转换QPSK调制器和解调器的MMICs，适用于未来的300GHz太赫兹通信中。为了在直接转换中尽量减少直流偏移，我们在调制器和解调器中使用了半吉尔伯特单元混频器，并且给它们配置了IMSLs；为了平衡性能，无源耦合器的设计使用了TFMSLs。该单元混频器在300GHz的转换增益约为-15dB，带有-5dBm的LO泵时约为-5dB。调制器MMICs的LO-RF隔离约为25 dB，I信道和Q信道之间的静态失衡的最大值约为0.6dB4。从芯片的背对背实验中可以知道，QPSK调制器和解调器的50 Gb / s操作被成功核实。表I总结了MMICs的性能，其中MMICs里有上述所讲的正交混频器和带正交混频器的收发器。结果表明，即使在太赫兹频率下，QPSK部件在增加一倍数据传输速率的条件下，仍然可以在通信上有足够好的性能——合理的电路复杂性。
表1 与其他含有正交混频器的产品的比较
附页：
一、文中出现的缩写词
单片微波集成电路（MMICs） 相移键控调制（QPSK） 倒微带线（IMSLs） 本地振荡信号（LO）
正交（Q）信号 和同相（I）信号 薄膜微带（TFMSLs） 有限元法（FEM） 矢量网络分析仪（VNA ） 基异质结双极晶体管（HBT）
二、补充说明
1、太赫兹泛指频率在0.1～10太赫兹波段内的电磁波，处于宏观经典理论向微观量子理论、电子学向光子学的过渡区域。频率上它要高于微波，低于红外线；能量大小则在电子和光子之间。由于此交叉过渡区，既不完全适合用光学理论来处理，也不完全适合用微波的理论来研究。
2、背靠背测试也就是“比较测试”，
一、有时为保证系统的“绝对”可靠性，经常使用冗余的软件和硬件，以减少错误发生的可能性。冗余技术包括工作冗余和后备冗余，工作冗余：是一种两个或以上的单元并行工作的并联模型。平时，由各处单元平均负担工作，因此工作能力有冗余。后备冗余：平时只需一个单元工作，另一个单元是冗余的，用于待机备用。
二、这时根据同一的规格说明书由不同的开发小组开发出不同的软件版本，因此，可用相同的测试数据对它们进行测试以产生相同的输出，然后执行所有版本并进行结构比较，这种测试就是比较测试（背靠背测试）。
3.、混频器就是将信号频率由一个量值变换为另一个量值的一种过程，具有这种功能的电路称为混频器。
4.、巴伦就是平衡不平衡转换器。平衡线路和不平衡线路具有不同的电特性，而使得它们不能简单地相互连接。平衡-不平衡变压器通过为两种不同线路提供阻抗转换而进行匹配，可以用于多种类型的线路系统的互联。
5、耦合器也叫适配器，是一类能使传输中光信号在特殊结构的耦合区发生耦合，并进行再分配的器件。简单的说，就是可将一路微波功率按比例分成几路的功率分配器件。
三、总结体会
全文总结：这篇文章主要介绍了一种新型的单片微波集成电路， 这种新型集成电路可用于50-Gb / s的直接转换QPSK调制器和解调器，且在300 GHz太赫兹通信上有重要意义。而且这种微波电路还使用了具有特殊功能的半吉尔伯特单元混频器和被动式巴伦耦合器。通过此篇文章我们可以感受到QPSK在300GHz太赫兹通信应用中至关重要的作用，太赫兹通信也将成为未来通信的一种新形式，它集合了微波通信与光通信的优点，具有传输速率高、容量大、方向性强、安全性高及穿透性好等诸多特性，在军事通信应用上的前景广阔，已成为各国争相开发研究的热点。
体会：和以往的作业相比，这次的作业形式比较特殊的。在文献翻译的过程中，我接触了很多新的学习方法，第一次学会利用学校数据库查阅文献资料，第一次阅读、研究英语文献，第一次透彻了解许多课本上提都没提过的专业术语，这些第一次都为我以后的学习奠定了重要的基础。这次作业对于我们这样的初学者是有一定难度的，但收获颇丰，希望以后还有机会做这种形式新颖的作业，我相信下次我会把作业完成的更好，也会学到更多的知识。
