BEST低频函数信号发生器的设计资料

发布时间：2020-03-03 05:09:59 来源：范文大全收藏本文下载本文手机版

低频函数信号发生器的设计

一、设计任务

设计一个低频函数信号发生器。

二、设计要求

1.同时输出三种波形：方波、三角波、正弦波 2.频率范围：10 Hz ~10 kHz；

3ff10日； o 3.频率稳定度：4.频率控制方式：

（a）通过改变RC时间常数控制频率（手控方式）；

（b）通过改变控制电压U1实现压控频率（即VCF），常用于自控方式。即

，为确保良好的控制特性，可分三段控制： ff(U1)（U1=1~10V） ① 10 Hz ~100 Hz ② 100 Hz ~1 kHz ③ 1 kHz ~10 kHz 5.波形精度：

①方波上升时间和下降时间均应小于2s【如图8-1 (a)】；

②三角波线性度：

； 1%【如图8-1 (b)】

Uom ③正弦波谐波失真度：

U/U

11i

ni2有效值）。

6.输出方式：

（a）作电压源输出时，要求：

① 输出电压幅度连续可调，最大输出电压（峰峰值）不小于20V；

② 当RL=100Ω~1KΩ时，输出电压相对变化率Ro1.1)。

Uo1% (即要求Uo （b）作电流源输出时，要求：

① 输出电流连续可调，最大输出电流（峰峰值）不小于200 am；

② 当RL=0~90Ω时，输出电流相对变化率

Io1%Io(即要求Ro9k)。

（c）作功率输出时，要求最大输出功率Pomax1W（RL=50Ω时）。 7.具有输出过载保护功能

当因RL过小而使IO > 400 mA (峰-峰值)时，输出三极管自动限流，以免损坏电路元器件。

1 8.采用数字频率显示方式。

图8-1 方波、三角波的技术指标

三、方案讨论

根据实验任务的要求，对信号产生部分，一般可采用多种实现方案：如模拟电路实现方案、数字电路实现方案、模数结合的实现方案等。

数字电路的实现方案，一般可事先在存储器里存储好函数信号波形，再用D/A转换器进行逐点恢复。这种方案的波形精度主要取决于函数信号波形的存储点数、D/A转换器的转换速度、以及整个电路的时序处理等。其信号频率的高低，是通过改变D/A转换器输入数字量的速率来实现的。这种方案在信号频率较低时，具有较好的波形质量。随着信号频率的提高，需要提高数字量输入的速率，或减少波形点数。波形点数的减少，将直接影响函数信号波形的质量，而数字量输入速率的提高也是有限的。因此，该方案比较适合低频信号，而较难产生高频（如>1MHz）信号。

模数结合的实现方案，一般是用模拟电路产生函数信号波形，而用数字方式改变信号的频率和幅度。如采用D/A转换器与压控电路改变信号的频率，用数控放大器或数控衰减器改变信号的幅度等，是一种常见的电路方式。

模拟电路的实现方案，是指全部采用模拟电路的方式，以实现信号产生电路的所有功能。由于教学安排及课程进度的限制，本实验的信号产生电路，推荐采用全模拟电路的实现方案。

对于信号产生电路的模拟电路实现方案，也有几种电路方式可供选择。如用正弦波发生器产生正弦波信号，然后用过零比较器产生方波，再经过积分电路产生三角波，电路框图如图8-2所示。这种电路结构简单，并具有良好的正弦波和方波信号。但要通过积分器电路产生同步的三角波信号，存在较大的难度。原因是积分电路的积分时间常数通常是不变的，而随着方波信号频率的改变，积分电路输出的三角波幅度将同时改变。若要保持三角波输出幅度不变，则必须同时改变积分时间常数的大小，要实现这种同时改变电路参数的要求，实际上是非常困难的。

另一种电路方式是，由三角波、方波发生器产生三角波和方波信号，然后通过函数转换电路，将三角波信号转换成正弦波信号，电路框图如图8-3所示。这种电路在一定的频率范围内，具有良好的三角波和方波信号。而正弦波信号的波形质量，与函数转换电路的形式有关，这将在后面的单元电路分析中详细介绍。该电路方式是本实验信号产生部分的推荐方案。

根据实验任务中对输出电压、输出电流及输出功率的要求，原则上在输出级只需采用不同的负反馈方式便可。即要求电压输出时，采用电压负反馈；要求电流输出时，采用电流负反馈。这也将在单元电路分析中进行详细介绍。

由所选方案及组成电路的形式，可以初步分析该实验在实现上述技术指标时的关键和困难之处。由于三角波的线性度、正弦波信号的谐波失真度都需要专用测试设备进行检测，在学生实验室一般不具备这样的条件。因此，在实验的设计、

2 制作及测试过程中，应该重视对它们的分析和理解，以便了解影响这些技术指标参数的电路形式、组成电路的元器件、改善和提高这些技术指标的方法和措施。对于方波信号的上升时间和下降时间，则可用实验室中的示波器进行检测，该项技术指标也是本实验的一项重要和关键的参数。因此，在设计三角波、方波发生器和输出放大电路时，要特别注意与该指标有关参数的选取。

图8-2模拟电路实现方案1

图8-3模拟电路实现方案2

四、单元电路分析

1.三角波、方波发生器（1）比较器＋RC电路

由运算放大器A、R0、R

1、R

2、DZ1和DZ1组成的滞回比较器与RC电路组成的三角波、方波发生器电路如图8-4所示。其输出电压Uo和电容器C上的电压Uc如图8-5所示。

图8-4比较器＋RC电路图8-5比较器＋RC电路波形

由波形图可以看出，在比较器没有翻转之前，Uo为一常数（如UoVZ）。Uo通过R对C充电，Uc由逐渐上升，随着Uc的增大，R两端的电压将逐渐下降，故充电电流ic也将不断减小，使Uc上升速度减慢，从而使Uc形成了典型的RC电路的充放电波形（按指数规律变化）。这样的Uc由于线性度非常差，

R1VZR1R2显然不能当作三角波使用。改进Uc线性度的有效方法，是在充放电过程中保持ic的恒定，即对电容C恒流充放电。使iC恒定的办法有多种，其实质都是利用BJT或FET的恒流特性，再引入电流负反馈而形成的恒流源电路。

图8-6 (a)、(b)、(c)是三种恒流源电路，只要把其中的某个电路取代图8-4中的R，便可获得较为理想的三角波波形。各个恒流源电路的恒流原理请读者自行分析，这里不再讨论。

图8-6三种恒流源电路

（2）比较器＋积分器

由积分器A1与滞回比较器A2等组成的三角波、方波发生器电路如图8-7所示。在一般使用情况下，U1和U⊝2都接地。只有在方波的占空比不为50%，或三角波的正负幅度不对称时，可通过改变U1和U⊝2的大小和方向加以调整。

图8-7三角波、方波发生器

图8-7所示的三角波、方波发生器电路，在U1和U⊝2都接地时的波形如图8-8所示。

对称调节点U1和零位调节点U⊝2电压调整原理如下：

① 对称调节点U1

图8-8三角波、方波发生器波形

稳态时，Uoi波形可表示成：Uo1(t)Uo1(0)Uo2U1t RC当Uo2VZ时，Uo1(0)有 T1RRC22VZVZV1R3

R2RVZ；而当tT1时，Uo1(T1)2VZ，故R3R3 当Uo2VZ时，Uo1(0)有

R2RVZ；而当tT2时，Uo1(T2)2VZ，故R3R3 T2RRC22VZVZV1R3

T1T22R2RCR3，波形的占空比为50%。所以，当U10时，当V1 >0时，T1 >T2 ；V1

② 零位调节点V⊝2

运算放大器A2同相输入端的电压，是由Uo1和Uo2叠加而成，即有：

U2(t)R3R2Uo1(t)Uo2(t)

R2R3R2R3 当U2(t)=U⊝2时，A2翻转。故A2翻转时Uo1的电压为： Uo1(1R2R)Uo22VZ R3R3 5 当U⊝2 = 0时，三角波上下幅度对称，上幅度为R2RVZ，下幅度为2VZ，R3R3三角波的峰峰值为Uo1PP2R2VZ。 R3 当U⊝2 ≠ 0时，若U⊝2 > 0，则三角波上移；若U⊝2

2.正弦函数转换电路

函数转换是指把某种函数关系转换成另一种函数关系，能完成这种转换功能的电子电路就称函数转换电路。如常用的函数转换电路，半波、全波整流电路，就是把正弦波形转换成半波和全波波形的函数转换电路。本实验需要讨论的是，把三角电压波形转换成正弦电压波形的正弦函数转换电路。

从转换原理分析，有多种方法能完成这一转换功能，常用的有滤波法、运算法和折线法等。滤波法的转换原理是，把峰值为Um的三角波用傅里叶级数展开：

8111U(sintsin3tsin5tsin7t) m2325272由上式可以看出，若三角波的频率变化范围不大，则可用低通滤波器滤去高次谐波，保留基波成份，正弦波与三角波之间具有固定的幅度关系。但若三角波的频率变化范围较大（如本实验的频率变化范围是1000倍），要设计一个对截止频率具有跟踪功能的低通滤波器就相当困难、不易实现。因此，滤波法只适用于频率变化范围很小，最好是固定频率的应用场合。 U(t) 运算法的转换原理是，把sinx展开成幂级数形式：

x3x5x7sinxx3!5!7!

由上述关系容易看出，取幂级数的前几项（根据转换精度的要求），可以通过对线性（三角波）变化量x的运算来近似表示成sinx，但要求三角波的幅度。运算转换法由于运算复杂，用电子电路较难实现。 2 折线法是一种使用最为普遍、实现也较简单的正弦函数转换方法。折线法的

6 转换原理是，根据输入三角波的电压幅度，不断改变函数转换电路的传输比率，也就是用多段折线组成的电压传输特性，实现三角函数到正弦函数的逼近，或者是把三角电压波形通过正弦函数转换电路的逐段校正，输出近似的正弦电压波形。由于电子器件（如半导体二极管等）特性的非理想性，使各段折线的交界处产生了钝化效果。因此，用折线法实现的正弦函数转换电路，实际效果往往要优于理论分析结果。

用折线法实现正弦函数的转换，可采用无源和有源转换电路形式。无源正弦函数转换电路，是指仅使用二极管和电阻等组成的转换电路。根据输入三角波电压的幅度，不断增加（或减少）二极管通路以改变转换网络的衰减比，输出近似的正弦电压波形。

有源正弦函数转换电路，转换电路除二极管、电阻网络外，还包括放大环节。也是根据输入三角波电压的幅度，不断增加（或减少）网络通路以改变转换电路的放大倍数，输出近似的正弦电压波形。因此，无论是无源还是有源转换电路，其转换原理都是类同的。在此，仅以两种形式的有源正弦函数转换电路为例，进行较为详细的介绍和分析。

有源正弦函数转换电路的转换原理如图8-9所示。图8-9中，在T/2时间内均匀地设置了六个断点，以作为七段逼近或校正，每段按时间均匀分布为T/14。

若设正弦波在过零点处的斜率与三角波斜率相同，即d(Uomsindt2)Tt0Uim T4则有Uom2Uim0.64Uim 

图8-9正弦函数转换原理

由此，可推断出各断点上应校正到的电平值：UO1、UO2 和UO3 （设Uim =5V，22TUomUim3.18VUo1Uomsin()1.38V所以，，T142T23TUo2Uomsin()2.49V，Uo3Uomsin()3.09V），如图中所示。

T7T14（1）正弦函数转换电路方案1

7 电路如图8-10所示，它的基本结构是比例放大器。只是按照图8-9的要求，使运放A在不同的时间区段（或输出电平区段）内，具有不同的比例系数。对不同区段内比例系数的切换，是通过二极管网络来实现的。如输出信号的正半周内由D1 ~ D3 控制切换；负半周内由D4 ~ D6 控制切换。电阻Rb1 ~ Rb3 与Ra1 ~ Ra3 分别组成分压器，控制着各二极管的动作电平。

例如：

①在0 ~ T/14区段内，要求D1 ~ D6 均不导通，此时，UO 与Ui 的比例关系应为：

RUo1RFUim()，由UO1 = 1.38 V，Uim = 5 V 可得：F0.97

RiT14RiT4

图8-10正弦函数转换电路方案1 若取R i =10 kΩ，则R F = 9.7 kΩ（可选10 kΩ）。

②在T/14 ~ T/ 7 区段，要求D1 导通，D2 ~ D6 均截止。此时，UO 与Vi 的比例关系应为：

Uo2Uo1RF//Ra1Uim()，

T14RiT4RF//Ra10.78Ri由VO2 – VO1 = 2.49 – 1.38 = 1.11 V和Vim = 5 V 可得：，由此可计算出R a1 =35.5 kΩ（可选35 kΩ）。

同时，为控制D 1 的动作电平，要求1点上的电平满足下列关系： Uo1Ra1Rb1Ra1(Uo1U)UD1 或Uo1UD1Vcc

Ra1Rb1Ra1Rb1Ra1Rb1 设计时，为避免Rb1 对放大器比例关系的影响，要求Rb1 >>Ra1 ，所以，上式 8 又可简化为：Uo1UD1Ra1取UD!0.6V则有Vcc，

Rb1Rb1VCCRa1673k0.78（选670 kΩ）。

对于其它区段内各电阻参数的计算，可以按照类同的方法进行计算和选取，这里不再赘述。

（2）正弦函数转换电路方案2

图8-11正弦函数转换电路方案2 正弦函数转换电路方案2 的原理电路如图8-11所示。D1 ~ D6 组成二极管网络，实现逐段校正，运放A组成跟随器，作为函数转换器与输出负载之间的隔离（或称为缓冲级）。

按图8-9的要求，在输入信号的正半周内，应由D1 ~ D3 实现逐段校正。考虑到硅二极管的开启电压为0.5V，所以U1 ~U3应按下列直流电压值设置各二极管的动作电平：

U1Uo10.51.380.50.88V

U2Uo20.52.490.51.99V

U3Uo30.53.090.52.59V

于是

①在0 ~ T/14段内，D1 ~ D6 均不导通，所以

Uo1U1im T14T4 ②在T/14 ~ T/7段内，仅D1 导通，故有

Uo1Uo2R5Uim T14R4R5T4R50.78RR5代入图8-9中的具体数据后，得：4

9 若选R42.2k，则R57.8k。

③在T/7 ~ 3T/14 段内，D1、D2 均导通，所以有

R5//R60.42RR//R56代入数具体数据后，得：4

Uo3Uo2R5//R6Uim T14R4R5//R6T4 上式代入已知数据后得到R62.01k，取R62k。

④在3T/14 ~ 4T/14 段内，D1 ~ D3 均导通，输出电压被二极管D3嵌位，所以VO = V3 + 0.5 V = 3.1V（对这一段的校正与图8-9不同）。

图8-11中的V1 ~ V3 ，是通过由跟随器组成的电压源，再经分压后得到的。因此，为使电压源内阻不影响各个转折电压，分压器的阻值应选得远小于R5 和R6 。显然，-V1 ~ -V3也是通过另一个负电压源提供的。

分析和实验结果表明，当输入三角波在T/2内设置六个断点，以进行七段校正后，可得到正弦波的非线性失真度大致在1.8 % 以内，若将断点数增加到12个时，正弦波的非线性失真度可在0.8 % 以内（实测值为0.42 %）。

利用正弦函数转换电路，可以将三角函数转换成正弦函数。这里介绍了两种有源正弦函数转换网络。这两种转换网络的基本设计思想都是将三角波进行逐段校正，使之输出逼近正弦波。

3.输出级电路

根据不同负载的要求，输出级电路可能有三种不同的方式。（1）电压源输出方式

电压源输出方式下，负载电阻RL 通常较大，即负载对输出电流往往不提出什么要求，仅要求有一定的输出电压。同时，当负载变动时，还要求输出电压的变化要小，即要求输出级电路的输出电阻Ro足够小。

例如，当RL =100Ω ~ 1kΩ时，若要求Uo0.01Uo1.1 UUIooo1001kUo1%，即意味着要求： Uo Ro 为此，必须引入电压负反馈。运算放大器的输出电阻通常为1kΩ以下，当引入电压负反馈后，如希望Ro =1Ω，则要求：

1AodF Ro103Rof

4 设运放的Aod10，则F应大于0.1，这是容易满足的。如图8-12（a）电路的闭环增益 Avf1RF1R1F，故要求Avf10。

10 图8-12（a）电路的最大输出电压受到运放供电电压值的限制，如运放的VCC 和VEE 分别为±15V时，则Vopp =±(12 ~14)V。若要求有更大的输出电压幅度，必须采用电压扩展电路，如图8-12（b）所示。

图8-12电压源输出方式

图8-12（b）所示电路中，VB1 = 15V+VO ，VB2 = UO–15V，所以VB1–VB2 = 30V。可见对运放而言，其供电电压（VCC–VEE）仍接近30V，只是二者随VO而浮动。如考虑到R

2、R3上的电压至少为4V，则VOPP 可达：±（45–15–4）= 26V。当VO = +26V时，VB1 = 15+26 = 41V，VB2 = 26–15 = 11V；而当VO =–26V时，VB1 = 11V，VB2 = –41V。

（2）电流源输出方式

在电流源输出方式下，负载希望得到一定的信号电流，而往往并不提出对输出信号电压的要求。同时，当负载变动时，还要求输出电流基本恒定，即要求有足够大的输出电阻Ro 。

Io1%I 例如，当RL = 0 ~ 90 Ω时，若要求o，即意味着要求： RoUo90Io09k Io0.01Io 为此，需引入电流负反馈。若运放的输出电阻Ro = 1 kΩ，则要求：

设运放Aod =104，即当VoP =10 V时，要求VId = 1 mV。若Ro = 1 kΩ，则输出短路电流I o s =10V/1 kΩ=10 mA。由此可以估计出AG以要求 FR1AGFRRof9Ios10mA10，所UId1mVUF0.8 IoR2R5

R2RFR5UFIo 11 FRR2R5UF IoR2RFR5AVfUoIoRLRLUIUFFR

具体计算参见图8-13。

图8-13电流源输出方式

图8.13所示电路中，运放的最大输出电流通常在10 ~ 20 mA，如负载要求有更大的输出电流，则必须进行扩流，如图8-14（a）、（b）所示。

图8-14电流源输出的扩流电路

图8-14（a）为一次扩流电路，T1 和T2 组成互补对称输出。运放的输出电流IA中的大部分将作为T1、T2 的基极电流，所以IO = βIA 。

值得注意的是，三极管β值应在额定电流下测得，它通常要小于小电流条件下的β值。并且，当运放输出电流IA增大时，运放的最大输出电压幅度也随着减小（不再能达到±（12 ~ 14）V）。

图8-14（b）为二次扩流电路，用于要求负载电流IO较大的场合。复合管T

1、T2和T

3、T4 组成准互补对称输出电路。

图8-14（a）、（b）中，输出三极管发射极上的电阻R用来稳定三极管的工作电流，但它们与输出负载RL相串联，应尽可能减小其上的压降。通常取R= (0.05 ~ 0.1) RL 。

图8-14（b）中，R1 和R3 的数值应远大于T

3、T4级的输入电阻Ri3 和Ri4 ，以尽可能减少信号分流。大功率管T

3、T4的rbe 较小，通常为几十欧。所以常取R1 = R3 =几百欧。 R2为平衡电阻，它用来提高复合管T

2、T4 的输入电阻，以期和复合管T

1、T3的输入电阻对称，所以取R2 = R1 // Ri3 (约几十欧)。在调试时，通常还可以进行调整，以使最大输出电流在正、负向对称。

（3）功率输出方式

在功率输出方式下，负载要求得到一定的信号功率。由于三极管放大电路电

12 源电压较低，为得到一定的信号功率，通常需配接阻值较小的负载。电路通常接成电压负反馈形式。如用运放作为前置放大级，还必须进行扩流。当RL较大时，为满足所要求的输出功率，有时还必须进行输出电压扩展。

图8-15为功率放大电路。静态时，运放输出为零，–20V电源通过下列回路：运放输出端→R1 →DZ →b1 →e1 →–20V向T1 提供一定的偏置电流IB120VZ0.7R1，R6、C3 和R

7、C4 组成去耦滤波电路。

图8-15功率放大电路

图8-15电路中的各个电路参数，大家可按具体要求进行计算。这里着重说明功率三极管T

4、T5 和互补对称级晶体管T

2、T3 的选用问题。

（a）功率管T

4、T5的选用

功率管的选用主要考虑三个极限参数：即VBR(CEO)、ICM和PCM 。

① T

4、T5在电路中可能承受的反向电压最大值：VCEmax = VCC+Vom≈2VCC= 40V（截止时）；

② 流过T

4、T5的最大集电极电流为：ICmax ≈ VCC / (RL+R5)（接近饱和时）；

③ T

4、T5可能承受的最大功耗，按教材中对乙类功率放大器的分析，应为：

2VCCPCmax0.2Pom0.22RL

实际上，静态时，T

4、T5中通常还有几十mA的静态工作电流ICQ将产生管耗(ICQ· VCC)，选管时应予考虑。

可见，要求所选用的管子VBR(CEO) >2VCC，ICM>VCC/(RL+R5) 和PCM2VCC0.2()ICQVCC2RL，且两只三极管的β值应尽量对称（特别是在最大电流ICmax 时）。

（b）互补对称三极管T

2、T3 的选用

① T

2、T3的耐压仍应按VBR(CEO)>2VCC选择；

② 考虑到T

2、T3管集电极电流在R2、R3上的分流作用，它们的最大值可近13 似估计为：IC2max(1.1~1.5)IB4max(1.1~1.5)IC4max4；

PC2max(1.1~1.5)PC4max ③ T

2、T3的最大功耗通常也按下列公式估计：

4。

T1为小功率管，但其耐压也应按2VCC选用，R3 为其集电极负载，最好用一恒流源取代。C5 为消振电容，其电容值通常为100pF左右。调节电位器RW可改变输出晶体管T2~T5 的静态工作电流，以克服交越失真。T1管的静态工作电流通常设置在5mA左右，以适应 T2级拉电流负载（VC1升高时，T

2、T4工作）和T3级灌电流负载（VC1降低时，T

3、T5工作）的需要，由此便可确定R5的大小：R520V1.4V3.7k5mA（取3.9k）。

（4）输出级的限流保护

由于功率放大器的输出电阻很小，因而容易因过载而烧坏功率管，这里介绍两种限流保护电路，如图8-16（a）和（b）所示。

图8-16功放电路输出级的限流保护电路

图8-16（a）是一种简单的二极管限流保护电路，当发生过流（I o过大）时，R3、R4 上的压降增大到足以使D3、R4 导通，从而使流向T1、T2 基极的电流信号I1、I2 分流，以限制I o 的增大，I o 的正向最大值和负向最大值可用下式表示：

 IomaxUD3UBE1UD30.7 R3R3 IomaxUD4UBE2R4UD40.7 R4 显然，这要求VD3、VD4 大于0.7V。例如，可以用若干只二极管串联。图8-16（a）中，采用了二只红色发光二极管，每只二极管的正向电压约1.6V，既满足了UD5、UD4大于0.7V的要求，又可以作过载指示。

图8-16（b）是另一种限流保护电路，T3、T4 是限流管`。当I o 过大，R5、R6 上的压降超过0.6V时，T3、T4 导通而防止了T1、T2 基极信号电流的进一步增 14 大。I o 的最大值为Iomax0.6R5，R3、R4 用来保护限流管T3、T4 。

五、制作与调试

1.制作电路底板；

2.根据上述电路图及设计计算的参数选购元、器件，焊接、安装电路； 3.测量、调试各个单元电路； 4.整体电路统调； 5.撰写实验报告。